Triode Amp

Von Andre Adrian, DL1ADR
Version 2024-06-20 Litha

Einleitung

Niederfrequenzverstärker gibt es in allen möglichen Bauweisen. Eine sehr frühe Bauweise ist mit Triode. Die Triode ist eine Elektronenröhre mit drei Elementen, der Kathode, dem Gitter und der Anode. Nach der Diode war die Triode die zweite Elektronenröhre welche ab ungefähr 1906 gebaut wurde. Trioden wie die bekannte ECC83 oder 12AX7 werden heute noch hergestellt. Wie die anderen Verstärkerbauteile hat die Triode ihre Vorteile und Nachteile. Der größte Vorteil ist ihre Kennlinie, d.h. die Abbildung von Eingangssignal auf Ausgangssignal. Kein Verstärkerbauteil ist linear. Linear bedeutet: das Ausgangssignal hat die gleiche Form wie das Eingangssignal und ist "stärker". Die Triode ist "am nächsten dran" am linearen Ideal. Ein Nachteil der Triode ist der schlechte Wirkungsgrad. Nach meiner Meinung genügen 2 Watt Ausgangsleistung für das Musik Hören in einem normalen Wohnzimmer. 2 Watt lassen sich günstig mit Triode erzeugen. Frank Kneifel hat seinen Pentode Verstärker mit seinem Triode Verstärker verglichen und schreibt: "so kann vom Frequenzgang und vom Klirrverhalten die Pentode [ohne Gegenkopplung] der Triode ohne Gegenkopplung nicht das Wasser reichen. Schwankungen im Impedanzverlauf des Lautsprechers wirken sich bei der Pentode bedeutend stärker aus als bei einer Triode."

Beim "Black Cat" Röhrenverstärker der TU Berlin in Kapitel "Endstufe in Differenzverstärkerschaltung" wurde genau untersucht was die Erfolgsfaktoren eines guten Verstärkers sind: "Weiterhin wirkt die Gegenkopplung bei feinerer Betrachtung nicht unmittelbar, sondern um die Laufzeit durch den Verstärker verzögert, das zurückgeführte Ausgangssignal kommt somit immer 'ein wenig zu spät'. Bei hohen Gegenkopplungsgraden entstehen dadurch vermehrt Frequenzanteile, die im ursprünglichen Audiosignal nicht enthalten waren, die sogenannten Intermodulationsprodukte. Da diese keinen gerad- oder wenigstens ganzzahligen Bezug zum Originalsignal haben, werden sie schon in geringsten Intensitäten vom Ohr wahrgenommen und als störend empfunden. Nach unserem heutigen Kenntnisstand darf vermutet werden, daß diese als Unschärfe bzw. Intransparenz oder als ein sich vor das Klangbild legender Schleier empfunden werden." Deshalb gibt es bei meinen Triode Amps weder lokale Gegenkopplung in einer Stufe noch über alles wirkende Gegenkopplung. Der Vorteil ist ein guter Höreindruck, der Nachteil sind schlechte Meßwerte bei Klirrfaktor oder THD (Total Harmonic Distortion).

Die hier beschriebenen Verstärker benutzen Triode in allen Stufen, in der Vorstufe, der Treiberstufe und der Endstufe. Die Endstufe ist "Single Ended" (SE) oder Klasse A. Klasse A hat wieder Vorteile und Nachteile. Ein Vorteil ist der einfache Aufbau des Verstärkers. Ein weiterer Vorteil ist, daß die gemittelte Stromaufnahme gleich bleibt - egal ob der Verstärker leise oder laut spielt. Ein Nachteil ist wieder der schlechte Wirkungsgrad.

Eine Triode gibt es entweder direkt geheizt oder indirekt geheizt und mit kleinem Spannungsverstärkungsfaktor mu oder mit großem mu. Die bekannte ECC83 ist eine indirekt geheizte Triode mit großem mu. Im Detail sind bei der ECC83 zwei Trioden in einem Glasgehäuse, eine Dual-Triode. Low-mu Trioden sagt man bessere Linearität als high-mu Trioden nach. High-mu Trioden arbeiten oft mit kleinem Anodenstrom in der Vorstufe und low-mu Trioden wie die ECC82 oder12AU7 arbeiten mit höherem Anodenstrom in der Treiberstufe. Dual-Trioden wie die ECC99 werden sogar als Endstufe bei Kopfhörerverstärkern oder Verstärkern kleiner Leistung benutzt. Die ECC99 ist übrigens erst ab 1999 auf dem Markt. Von Tube-Town gibt es einige Verstärker-Bausätze mit ECC99 als Gegentakt-Endstufe, z.B. "Wild 13" mit Triode in Vorstufe oder "Molly" mit Pentode in Vorstufe.

Bei den Röhrenverstärkern wurden ab 1920 die "low-mu" Trioden mit Übertrager-Kopplung durch "high-mu" Trioden mit RC-Kopplung abgelöst. Im zweiten Schritt wurde die Triode als Endröhre durch Pentode abgelöst. Ab den 1950er Jahren war "high-mu" ECC83 und Pentode EL84 in Gegentakt-Schaltung die übliche Ausstattung von günstigen Verstärkern mit mittlerer Leistung von 18 Watt. Solche Verstärker hat Tube-Town z.B. als Bausatz "TT Spit F." im Angebot.

Eine kleine Warnung: jede Elektronenröhre die ich kenne, ist ein Hochfrequenz-Bauteil und kann als Oszillator mindestens im Kurzwellen-Bereich arbeiten. In einem Niederfrequenz-Verstärker müssen wir der Röhre "erklären" das Hochfrequenz-Spielereien nicht erwünscht sind durch sinnvolle Schaltung und guten Aufbau. Details gibt es an der passenden Stelle. Weiterhin ist Hochfrequenz nicht "logisch" - wenigstens nicht für den Anfänger. Begriffe wie "Schwingbremse" oder "HF-Kurzschluß" einfach annehmen oder eigene Erfahrungen machen. Ich habe die Verstärker während der Entwicklung auf einem Steckbrett aufgebaut und sie funktionieren gut auch bei diesem schlechten Aufbau. Als Funkamateur bilde ich mir natürlich ein, daß ich weiss was ich mache ...

PCL86 Triode Amp

Die PCL86 ist seit 1960 auf dem Markt, die EL84 seit 1953. Die PCL86 war nicht der erste Versuch eine Triode/Pentode Verbundröhre für den Niederfrequenzverstärker im Fernsehempfänger zu entwickeln. Meiner Meinung nach war mit der PCL86 diese Entwicklung zu Ende. Einmal weil die Transistortechnik das Thema Niederfrequenzverstärker ab 1960 übernommen hat. Zweitens, weil für den Massenmarkt die PCL86 das beste Preis/Leistungsverhältnis erreicht hat. Die PCL86 kommt mit weniger Heizleistung als die Vorgänger aus und hat mehr maximale Anodenverlustleistung als die Vorgänger. Die Triode in der PCL86 hat eine Spannungsverstärkung von mu=100 und ist somit mit der ECC83 vergleichbar. Die PCL805 ist eine Triode/Pentode von 1968, entwickelt als Vertikalendstufe für Fernseher. Frank Kneifel hat ausführlich PCL805 Trioden-SE berechnet und getestet.

Der Verstärker läuft mit einer Anodenversorgungsspannung von 45V aus fünf 9V Batterien. Der Pentoden-Anodenstrom ist 2mA. Zusammen mit einem Visaton 4" Lautsprecher  "R 10 S-8" ergibt sich (leise) Zimmerlautstärke. Während ich diesen Artikel schreibe läuft der PCL86 Verstärker als Steckbrettaufbau im Hintergrund. Audioquelle ist ein UKW Empfänger der nur aus einem TDA7088 besteht. Die Heizung erfolgt mit 12V Wechselspannung. Die Heizspannung der PCL86 wird unterschiedlich angegeben. Im Philips Datenblatt mit 13V, bei Telefunken mit 14,5V. Die  USA Vergleichröhre der PCL86 ist die 14GW8. Dabei bedeutet 14 eine Heizspannung von 14V. Bei normaler Nutzung, d.h. nicht "Langlebensdauer", sind plus minus 10% Abweichung bei Heizspannung erlaubt.


Das Schaltbild zeigt typischen Stand der Technik bei SE Röhrenverstärker kleiner Leistung mit indirekt geheizten Röhren. Der Arbeitspunkt, d.h. der Anodenstrom ohne Eingangssignal, von Triode U1a wird mit R3 eingestellt. R1 legt das Gitter auf Massepotential. Durch R3 ist die Kathode positiver als das Gitter oder - so wird es üblicherweise beschrieben - das Gitter ist negativer als die Kathode. Durch C1 wird der Kathodenwiderstand R3 für Wechselspannung "unsichtbar". Die Triode U1a arbeitet deshalb ohne Gegenkopplung mit maximaler Verstärkung. Der Anodenwiderstand R2 wandelt die Stromänderung des Anodenstroms in eine Spannungsänderung der Anodenspannung um. Der Wert von R2 ist aus dem PLC86 Datenblatt übernommen worden. Mit C2 wird der Ausgang von U1a auf den Eingang von U1b gekoppelt. Das Gitter von U1b liegt auch auf Massepotential, die Spannung an R2 ist deutlich größer. Der Arbeitspunkt von Triode U1b wird mit R5 eingestellt. C3 erfüllt die gleiche Aufgabe wie C1. C3 ist ein Elektrolyt-Kondensator.
U1b ist eine Pentode in Trioden-Schaltung, d.h. Schirmgitter g2 ist mit der Anode verbunden. Einige Personen argumentieren, daß nur "echte" Trioden "richtige" Trioden sind. Das Datenblatt von EL84 und anderen Pentoden zeigt die Triode-Schaltung Kennlinie neben der Pentode-Schaltung Kennlinie. Ich sehe in dieser Triode-Schaltung Kennlinie typisches Trioden-Verhalten, d.h. für mich ist eine Pentode in Triode-Schaltung eine "richtige" Triode. Der Einfluß des Bremsgitter g3 bei Triode-Schaltung ist sehr klein und kann ignoriert werden. Bemerkung: bei PCL86, EL84 und vielen anderen Pentoden ist Bremsgitter intern an Kathode angeschlossen.
L1 und L2 sind der Ausgangsübertrager mit Primärwicklung und Sekundärwicklung. Ich verwende den Hammond 125BSE. Günstiger ist der Tube-Town "TT-OT25BSE". RL simuliert den Lautsprecher und ist Teil der Simulation. Gleiches gilt für V2, die Simulation einer Audioquelle. V1 ist die Anodenbatterie aus fünf 9V Batterien. Bei einer Stromaufnahme von 3mA halten die Batterien lange. Auf den Kondensator C4 kann verzichtet werden. Seine Aufgabe ist der Kurzschluß von hochfrequenten Wechselströmen auf der Versorgungsspannungsleitung. Jedes Stück Draht wirkt als eine Antenne!
Oft wird am Gitter ein Schutzwiderstand von 1 Kiloohm bis 100 Kiloohm empfohlen und am Schirmgitter ein Schutzwiderstand von 100 Ohm. Bei meinem Testaufbau waren solche Schutzwiderstände nicht nötig. Wichtiger sind gute abgeschirmte Kabel zwischen Audioquelle und Verstärker. Wieder einmal habe ich die schlechte Qualität von fertig gekauften abgeschirnten Kabeln bemerkt. Entweder man kauft wirklich gute Qualität für teures Geld oder bastelt sich aus RG178, RG316 oder RG179 Koaxkabel und Stecker selbst gut abgeschirmte Kabel.



Bild: PCL86 Verstärker auf Steckbrett.

Der Aufbau zeigt die PCL86 in der Mitte. Das "Lagerfeuer-Glühen" der Röhre ist zu sehen. Links hinten ist der Hammond 125BSE Übertrager zu sehen. Rechts vorne der TDA7088 UKW Empfänger mit zwei 1,5V Batterien. Es ist ein AM/FM Radioempfänger Bausatz der bei Aliexpress als "Paeansonic CF210SP" angeboten wird. Ich habe nur die Bauteile vom UKW Empfänger eingelötet, nicht den NF-Verstärker mit TDA2822 oder den Mittelwelle Empfänger mit TA7642.

PL508 PCC88 Netzteil

Das Netzteil eines Röhrenverstärker ist für mich eine Abwägung zwischen Sicherheit und Leistung. Die Schutzkleinspannung für Gleichspannung ist 120 Volt. Die Anodenversorungsspannung für eine EL84 ist 300 Volt für volle Leistung laut Datenblatt. Für einige Elektronenröhren gibt es im Datenblatt auch Leistungsangaben für 170 Volt. Mein Netzteil liefert 185 Volt. Diese Spannung läßt sich mit zwei günstigen Transformatoren aus aktueller Produktion erzeugen. Ein Trafo sorgt für die Heizspannung, der andere sorgt für die Anodenspannung. Der erste Trafo hat 24 Volt Wechselspannung bei 10 VA (Volt-Ampere oder Watt), der zweite Trafo hat zweimal 24V Wechselspannung bei 5 VA. Damit die Anodenversorgungsspannung ordentlich hoch wird werden zwei "Tricks" benutzt: einmal liegen alle Sekundärwicklungen in Reihe für die Anodenspannung, d.h. 72 Volt Wechselspannung stehen zur Verfügung. Zweitens wird eine Spannungsverdoppler-Schaltung, die Delonschaltung, benutzt um aus 72 Volt Wechselspannung 189 Volt "rohe" Gleichspannung zu machen. Diese Gleichspannung wird durch RC-Filter geglättet. Am Netzteil-Ausgang stehen ungefähr 185V geglättete Gleichspannung zur Verfügung. ACHTUNG: im Leerlauf liefert das Netzteil gemessen 255 Volt Gleichspannung. Warnung: nach dem Ausschalten sind die Netzteil-Elkos noch geladen und bleiben es auch noch für Stunden. Deshalb vor Arbeiten am ausgeschalteten Gerät die Elkos über einen Widerstand von z.B. 1 Kiloohm entladen.



Die Kondensatoren und Elkos brauchen eine gewisse Spannungsfestigkeit. Für C1 und C2 sind das 400V-/250V~ (400 Volt Gleichspannung, 250V Wechselspannung) und für C3 bis C8 sind das 160V-. Die Lastwiderstände RL und I_L sind Teil der Simulation, nicht Teil der Schaltung. V1 bis V3 sind die insgesamt drei Sekundärwicklungen der zwei Transformatoren. Die Sicherungen sollen träge sein. In etlichen Röhrenverstärkern fehlen diese Sicherungen auf der Sekundärseite. Natürlich verhindern Sicherungen nicht in jedem Fall größere Schäden an einem Verstärker, aber das Risiko sinkt. Siehe z.B. "Reparatur Chinesischer 300B Monoblöcke" von Röhrensockel.
Die effektiv 330uF Kapazität im Netzteil finde ich nicht zu groß. Es gibt keine Drossel (Induktivität) im Netzteil und ich will nicht Netzbrummen im Lautsprecher hören. Zweitens entkoppeln die Innenwiderstände der Sekundärwicklungen von insgesamt 145 Ohm und die Widerstände R1 bis R4 die Elkos und verhindern dadurch beim Einschalten eine Überlastung der Dioden.




Bild links: Netzteil in einen Pappkarton eingebaut
Bild rechts: Netzteil geöffnet. Die Lochrasterplatine hat keine Kupferbeschichtung. Im Kaltgeräte-Einbau-Stecker ist eine Sicherung.

Berechnung Netzteil

Das Buch "Tabellenbuch der Elektronik und Nachrichtentechnik" von W. Benz, P. Heinks und L. Starke begleitet mich seit 1980. Auf zwei Seiten wird die Berechnung von Netzteilen mit Glättung beschrieben. Für uns ist die Einweg-Schaltung als Teil des Delon-Spannungsverdoppler interessant. Im Transformator Datenblatt wird effektive Wechselspannung Ueff und effektiver Wechselstrom Ieff angegeben. Mit Ladekondensator, d.h. bei kapazitiver Belastung gelten die Näherungsformeln: U=Ueff/0,85. Wir überprüfen die LTSpice Simulation: Ueff=72V mit Spannungsverdoppler ergibt U=169V. Die LTSpice Simulation und der Aufbau liefern andere Werte. Simulation liefert 185V, Aufbau 193V.

Leistungsmäßig werden vom Heiztrafo 24V*0,3A=7,2W für die Heizung gebraucht. Die 190V Speiseleitung braucht 7,6W laut Simulation. Zusammen sind das knapp 15W. Die Trafos werden "ordentlich" warm im Betrieb. Bei diesen kleinen Trafos ist der Wirkungsgrad unter 90%.

Die RC-Glieder R1 bis R4 und C3 bis C8 im Netzteil sollen die Frequenz 100Hz und Harmonische wegfiltern. Willkürlich wird als Grenzfrequenz 25Hz festgelegt. Nach fg=1/(6.28*R*C) wird nach Umstellung und Einsetzen R=1/(6.28*25Hz*220uF)=29,0 Ohm. Gewählt wird 33 Ohm für R1 bis R4. Der Widerstand muß P=I^2*R=0.03W Leistung in Wärme umsetzen. Ein kleiner Metallschicht-Widerstand kann maximal 0,6W.

PL508 PCC88 Triode Amp

Die PL508 wurde nicht als Niederfrequenz-Pentode entwickelt, sondern als Röhre für die Vertikalendstufe im Farbfernseh Empfänger. Die Bildwechselfrequenz ist 50Hz oder 60Hz. Die maximale Anodenverlustleistung ist 12 Watt wie bei EL84 oder PL84. Aber das Glasgehäuse ist deutlich größer und die Fassung ist Magnoval. Die PL508 hat wie die PL84 einen maximalen Kathodenstrom Ik von 100mA, kann aber deutlich höhere Impulsströme liefern - so 300mA. Für mich ist die PL508 sehr gut geeignet als Verstärker für Schlagzeug oder harter Plektrum-Anschlag. Der Verstärker hat keine Gegenkopplung - und braucht auch keine. Als Ausgangsübertrager verwende ich den Hammond 125BSE. Günstiger ist der Tube-Town "TT-OT25BSE". Mein Geheimtipp ist der Tube-Town tt-otg5v3, ein 2,1kg SE Übertrager mit Mittelanzapfung und maximal 150mA Gleichstromanteil. Alle können auf 10kOhm, 5kOhm oder 2,5kOhm Anodenwiderstand auf 8 Ohm Lautsprecherwiderstand verdrahtet werden. Ich empfehle 5kOhm Anodenwiderstand auf 8 Ohm bei einem 8 Ohm Lautsprecher für gute Lautsprecherdämpfung mit der PL508. Das "Bauteil" V_Ig ist ein Strom-Messgerät für Gitterstrom in der Simulation.


Die PCC88 oder 7DJ8 hat eine Heizspannung von 7 Volt, die PL508 oder 17KW6 von 17 Volt. Die Heizspannung aus dem Netzteil passt genau für Reihenschaltung der Heizfäden beider Röhren. Mit einer Spannungsverstärkung mu von 33 liegt die PCC88 zwischen ECC99 mit mu=22 und ECC83 mit mu=100. Als Spanngitter-Röhre hat die PCC88 eine hohe Steilheit von 12,5mA/V. Spanngitter-Röhren haben wenig Mikrofonie. Wegen der hohen Steilheit von PCC88 und PL508 müssen "Schwingbremsen" eingebaut werden, dies sind die Kondensatoren C3, C7, C10. Die Kondensatoren sollen direkt zwischen Anode und Kathode der Röhre gelötet werden, d.h. diese Bauteile als erste an die Röhrenfassungen löten. Kondensator C3 und Anodenwiderstand R2 wirkt als Tiefpass. Dieser Tiefpass verhindert Oszillation im Megahertz Bereich - eine Frequenz die auch Fledermäuse nicht mehr hören, die aber den Verstärker "verstopft" und dumpf klingen lässt. Wegen dem Kondensator zwischen Anode und Kathode ist kein Schutzwiderstand am Gitter nötig, der Schutzwiderstand verschlechtert die Eigenschaften des Verstärkers. Dies ist eine "entweder oder" Entscheidung.

Zum Thema "Schwingbremse" und Schutzwiderstand steht im Buch "Radiotron Third Edition" von 1941 unter dem Titel "Parasitic Oscillation" auf Seite 16:



Im PL508 PCC88 Triode Amp habe ich die erste Verbesserung "Kleiner Kondensator von jeder Anode nach Masse" in der Variante "Kleiner Kondensator zwischen Anode und Kathode" benutzt. Heutzutage wird scheinbar nur noch die dritte Verbesserung "Serien Stopper Widerstände an Gitter und Anode, angeordnet so nah als möglich an der Röhre" benutzt - ich nenne sie Schutzwiderstand. Die Verbesserung "verbesserter Aufbau mit kurzen Drähten" ist im Schaltplan nicht sichtbar.

Die PCC88 ist eine "echte" Treiberröhre. Sie braucht Anodenstrom für gute Funktion. Deshalb sind die Widerstände an Anode und Kathode niederohmig im Vergleich zu einer Schaltung mit ECC83. Sind die Anodenwiderstände klein, dann können die Gitterwiderstände der folgenden Stufe auch klein sein - so zehnmal Anodenwiderstand genügt. Über die Versorgungsspannungs-Leitung "läuft" auch ein Signal von Ausgang zu Eingang. Wenn die Endröhre Strom "zieht", dann sinkt wegen dem Innenwiderstand des Netzteils die Versorgungsspannung. Über Anodenwiderstand und Millerkapazität koppelt dieses Signal auf die Gitter der Vorstufen- und Treiberröhren. U1a hat das RC Glied R1, C2 um die Spannungsversorgung dieser Röhre von der Spannungsversorgung der Endstufe zu entkoppeln. Für U1b ist es R5, C6. Nebenbei glättet dieses RC Glied noch das Netzteil-Brummen. Wird der Eingang dieses Verstärkers auf Masse gelegt, dann ist der Lautsprecher stumm.

Die Kondensatoren C1, C5 und C9 machen einen HF-Kurzschluß zwischen Versorgungsspannung und Masse für jede Verstärker-Stufe. Das Schaltbild soll die sternförmige Verdrahtung der drei Verstärkerstufen zeigen. Diese Verdrahtungsart ist wegen der hohen Gesamtverstärkung nötig um Oszillation bei hochohmiger Audioquelle zu vermeiden. Zwischen Eingang und Anode Endröhre ist die Spannungsverstärkung 69dB. Die Bauteile von U1a werden an zwei Punkte geführt, den U1a Versorgungsspannungs-Punkt und an den U1a Masse-Punkt. Das gleiche wird mit U1b und U2 gemacht. Dann werden die drei Versorgungsspannungs-Punkte sternförmig zum Netzteil-Anschlußpunkt geführt, genauso die drei Masse-Punkte. Es gibt genau eine Verbindung vom Netzteil-Anschlußpunkt zum Chassis oder zur Abschirmung. Eingangs- und Ausgangsbuchsen werden NICHT mit dem Chassis verbunden um Brummschleifen zu vermeiden, sondern zu den entsprechenden Anschlußpunkten der Verstärker-Stufen geführt.

Im PCC88 Datenblatt steht: "The unit a, g, k should be used as the grounded cathode input section and unit a', g', k' as the grounded grid output unit". Die PCC88 wird hier nicht als Kaskode benutzt, trotzdem ist die Triode a, g, k mit den Pins 6, 7, 8 besser als Vorstufe geeignet. Weiterhin soll der Pin 9, Abschirmung, an den Masse-Punkt von U1a angeschlossen werden.

Eine gute Abschirmung - wenigstens von Audioquelle über Verstärkereingang bis Gitter der PCC88 U1a - ist nötig damit nicht Netzbrummen aufgenommen wird. Elektromagnetischen Wellen breiten sich im Raum aus, auch bei einer Frequenz von 50Hz. Meiner Erfahrung nach ist 50Hz Einstrahlung aus dem Raum die größte Ursache für Brummen aus dem Lautsprecher. Wer den Verstärkereingang mit dem Finger berüht hört das deutlich. Hier wirkt der menschliche Körper als Antenne für 50Hz. Abschirmung ist billig mit aufgeklebter Alufolie auf der Innenseite des Gehäuse möglich. Zweite Ursache ist meiner Meinung nach die induktive Kopplung von Netztrafo auf Ausgangsübertrager. Deshalb diese beiden Bauteile räumlich trennen und in einem Winkel von 90° zueinander anordnen. Ringkerntrafos "strahlen" auch 50Hz Netzbrumm in den Raum. Es gibt eine kapazitive Kopplung von Heizfaden auf Kathode welche Wechselspannung von der Heizung auf die Kathode überträgt. Wir reden hier von Pikofarad und 50Hz - für mich ist Gleichrichtung der Heizspannung nicht nötig.

Wie bei Röhrenschaltungen üblich müssen einige Kondensatoren hohe Spannung aushalten und einige Widerstände hohe Leistung. C1 bis C10 sollten 400 Volt Gleichspannung Typen sein. Für C11 bis C13 genügen 25 Volt. Der Widerstand R9 oder Rk setzt 0,5 Watt Leistung in Wärme um. Ich empfehle hier einen 2 Watt Drahtwiderstand. Je mehr Watt der Widerstand hat, umso weniger erwärmt sich dieser Widerstand. Dabei bitte nicht übertreiben. Ein passend dimensionierter Rk ist nebenbei eine Sicherung. Hohe Temperatur des Elko C13 verkürzt die Lebensdauer, deshalb Abstand halten zwischen Rk und C13. Der Widerstand Rk sollte auch nicht direkt die Platine berühren - mit etwas Abstand einbauen. Idealerweise funktioniert für Rk der Kamineffekt: kühle Luft kann möglichst ungehindert von unten nach oben an Rk vorbei strömen. Ich habe schon Röhrenverstärker mit Lüfter gesehen - so etwas gefällt mir nicht. Lieber ein größeres Gehäuse verwenden, die Hitze produzierenden Bauteile sinnvoll anordnen und Löcher für den Kamineffekt bohren. Gehäusefüße sind nötig und der Verstärker sollte frei stehen. Die Heizleistung von PL508 und PCC88 sind zusammen 7,2 Watt. Das Glasgehäuse der PL508 wird richtig heiß. Gut ist eine Lochblech-Haube über die Röhren für Berührschutz und Konvektion.



Bild: PL508 PCC88 Verstärker auf Steckbrett. Auf die Papier-Unterseite ist Alufolie als Abschirmung geklebt. Die Platine rechts ist der TDA7088 UKW Empfänger aufgebaut ohne NF Stufe und Mittelwelle Teil.

Die PL508 und PCC88 gibt es relativ günstig NOS (new old stock) bei BTB Elektronik. Wer die PCC88 als "Fernseher-Röhre" nicht mag, kann die E88CC benutzen. Es gibt kleine Unterschiede bei der Heizung: PCC88 hat 7V/300mA, E88CC hat 6,3V/300mA. Die E88CC gibt es wieder aus aktueller Produktion von JJ Electronic. Die E88CC und PCC88 sind als gute Trioden bekannt, deshalb gibt es hier keine Schnäppchen-Preise mehr. Die PL508 ist noch nicht so richtig für Röhrenverstärker entdeckt worden.

Auf mvaudiolabs gibt es die "tube data library" mit THD Messungen vieler Elektronenröhren in Triode-Schaltung. Der optimale Arbeitspunkt für die PCC88 mit THD=0,099% ist Ug1=-8V, Ia=6mA. Die E88CC hat optimal THD=0,094% bei Ug1=-8,5V, Ia=6mA. Die PL508 hat optimal THD=0,11% bei Ug1=-31V, Ia=40mA, Ua=240V.

Berechnung Verstärker

Die Berechnungen können leicht mit Taschenrechner ausgeführt werden. Gewisse Festlegungen sind nötig. So habe ich R3 Kathodenwiderstand PCC88 auf 1 Kiloohm festgelegt. Nach der Radiotron Formel Rk = RL / mu ergibt sich nach Umstellen RL = Rk * mu und mit PCC88 mu=33 der Wert für R2 Anodenwiderstand 33 Kiloohm. Am RC Glied R1, C2 sollen, wieder meine Festlegung, 10% der Versorgungsspannung abfallen. Mit R2 und R3 in der Schaltung messe ich 2 mA Anodenstrom. Aus R = U / I mit U=15V und I=2mA ergibt sich R=7,5 Kiloohm. Ich nehme den nächsten E6 Normwert 6,8 Kiloohm. Der Gitterwiderstand der nächsten Stufe soll zehnmal so groß sein wie der Anodenwiderstand oder der maximal erlaubte Gitterwiderstand laut Datenblatt. R4 wird somit 330 Kiloohm.

Der Kathodenwiderstand Rk der PL508 wird durch Simulation bestimmt, im Datenblatt gibt es keine Angabe. Dabei ist einmal kein Gitterstrom bei Vollausteuerung wichtig und zweitens möglichst gute Ausgangsleistung. Bei Speisespannung 190V hat sich Eingangsleistung 5,8 Watt und Ausgangsleistung 1,0 Watt bei Rk=1kOhm ergeben. Wirkungsgrad ist 18,5%, d.h. "echte" Single-Ended Klasse A. Der Strom durch den Kathodenwiderstand ist 22mA. Bei Speisespannung 250V und Rk=1,2kOhm steigt der Wikungsgrad auf 21,6%.

Das RC Glied C4, R4 wird bestimmt mit der Formel f = 1 / (6,28 * R * C). Bei der Frequenz f sind kapazitiver Blindwiderstand von C und Widerstand R gleich groß. Nach Umstellen und mit f=50Hz, R=330 Kiloohm ergibt sich C =  1 / (6,28 * R * f) = 9,6 nF, gewählt wird 10nF. Weil zwei RC Glieder C4, R4 und C8, R8 hintereinander geschaltet sind und weil der Ausgangsübertrager auch ein Hochpass ist, werden besser 22nF für C4 und C8 gewählt. Besonders beim Koppelkondensator tritt die "viel hilft viel" Krankheit auf. Wird der Koppelkondensator viel zu groß gewählt, dann hat die Röhre vor dem Koppelkondensator Probleme den Kondensator schnell genug umzuladen, d.h. harte Schläge auf die Basstrommel werden "weich gespült". Das RC Glied R3, C11 an der Kathode wird genauso berechnet. Mit f=50Hz, R=1 Kiloohm ergibt sich C=3,2 uF. Gewählt wird 47uF. Die Kathoden-Kondensatoren sind für das Impulsverhalten nicht so wichtig wie die Koppelkondensatoren.

Die Barkhausen Triode Formel Ri = mu / S erlaubt die Berechnung des internen Anodenwiderstand oder Innenwiderstand einer Triode. Der externe Anodenwiderstand oder Lastwiderstand soll deutlich größer sein, so dreimal größer oder mehr. Die PL508 hat mug2g1=8 und S=9mA/V laut Datenblatt. Der Ri ist 889 Ohm. Ein Anodenwiderstand 2,5kOhm ergibt den Faktor 2,8. Besserer Höreindruck ist bei Anodenwiderstand 5kOhm oder Dämpfungsfaktor 5,6 gegeben.

Simulation Verstärker

Für PCC88 und PL508 habe ich LTSpice Modelle erzeugt. Das PCC88 Modell ist aus Datenblatt-Diagrammen entstanden. Das PL508 Datenblatt enthält kein Diagramm für Triode-Schaltung und kein Diagramm über die Stromverteilung Anode zu Schirmgitter. Die Tube Data Library hat ein PL508 Ia=f(Va,Vg) Diagramm.

Zum Frequenzgang: Laut "Transient" Simulation ist bei 40Hz der Abfall -3,5dB, die "AC Analysis" Simulation meldet -2,5dB Abfall bei 40Hz. Ich finde die "Transient" Simulation genauer. In meinen Verstärkern benutze ich absichtlich kleine Koppelkondensatoren von 22nF Große Koppelkondensatoren sind schlecht für die Impulsantwort - hier muß der Kondensator schnell umgeladen werden. Die Kathodenelkos wurden mit der Simulation optimiert. Die Endstufe erhält den kleinsten Wert mit 22uF, die Vorstufe den größten Wert mit 100uF und der Treiber 47uF. Diese Werte haben mich überrascht. Das die Werte "richtig" sind ist zu hören. Besonders ein größerer Kapazitäts-Wert für die Endstufe macht den Klang von Schlagzeug usw. "matschig".

Hier nun das simulierte Spektrum des PL508 PCC88 Verstärker bei 1,0 Watt Ausgangsleistung und Eingangsleitung 5,8W bei Speisespannung 190V und Eingangsspannung 33mV Spitze:



Das Spektrum ist "Triode-typisch": die dritte Harmonische ist kleiner als die zweite Harmonische. Bei Speisespannung 250V, Eingangsleistung 10 Watt ist die Ausgangsleistung 2 Watt. Es gilt: Spannung bringt Leistung. Das Spektrum ist bescheiden für einen HiFi Verstärker. Eine "Frame output Pentode" ist nicht bekannt für niedrigen THD. Von den schlechten ist die PL508 noch die Beste. In der Tube Data Library steht: "In triode mode linearity is good (same as all PL5*** family), but spectrum is different. It has same large amount of higher harmonics, but it’s not dominated by uneven ones (5th particularly). Instead it’s more monotonically falling spectrum which should  sound much better then other TV pentodes."
Und Röhrensockel schreibt: "Die PL508 kommt im Bereich der Kleinleistungsröhren vom Klang her meinem Favoriten der KT88 am nächsten, besonders der Tiefbass beeindruckt bei dieser kleinen Röhre".
Die PL508 ist deutlich größer als die E84L. Wahrscheinlich ist Überlastung mit 20 Watt Verlustleistung in Triode-Schaltung möglich. Für die EL36 wurde dies beim Trioden - Eintakter mit EL 36 schon festgestellt: "Die Grenzwerte für die EL36 sind in den Handbüchern sehr zurückhaltend, die Eingangsleistung von ca. 20 Watt in Triodenschaltung verkraftet die Röhre spielend."

Zusammenfassung: Mein erster Röhrenverstärker ist, nach allen Optimierungen, vom Höreindruck gut. Es fehlt Headroom (Verstärkungs-Reserve, mehr Watt ohne Klirr). Die PCC88 hat gute Linearität - nur die niedrige maximale Anodenspannung von 130V stört. Die 190V Speisespannung hält die PCC88 aus. Eine E88CC wäre besser. Die PL508 hat für kleines Geld eine gute Optik mit 30mm Durchmesser - nicht so dünn und lang wie eine EL84.

PL508 PCC88 Direct Coupled Triode Amp

Im PL508 PCC88 Verstärker kann der Koppelkondensator C4 durch direkte Kopplung (direct coupled) ersetzt werden. Dadurch sinkt die untere Grenzfrequenz. Natürlich gibt es auch Nachteile. Die Bauteile-Werte für Kondensator gekoppelt (AC coupled) Verstärker sind unkritisch, die Änderung durch Alterung von S und anderen Kennwerten der Röhren ebenfalls. Wenigstens der Widerstand R7 ist beim DC coupled Verstärker kritsch. Weiterhin ist der Aussteuerbereich von U1A und U1B reduziert, weil beide Trioden für die Versorgungsspannung in Reihe geschaltet sind.



Der simulierte Frequenzgang von 20Hz bis 50kHz:



Die -1dB untere Grenzfrequenz ist 43Hz. Das simulierte Spektrum für 1,1 Watt Ausgangsleistung und Eingangsleitung 6,0W bei Speisespannung 190V:



Das Spektrum ist "Pentode-typisch": die zweite Harmonische ist kleiner als die dritte Harmonische. Ob das empfindliche Ohren hören? Die direkte Verbindung von Anode U1A an Gitter U1B geht in Richtung Kaskode-Schaltung wo Anode U1A mit Kathode U1B verbunden ist. Die Kaskode-Schaltung ist für Pentode-Verhalten bekannt.

ECC99 Triode Amp

Ein 2A3 oder 300B "echte" Triode Amp wird von vielen Röhren HiFi Fans als das Non Plus Ultra dargestellt. Direkt geheizte Röhren aus den 1930er Jahren sollen das Maß der Dinge sein. Die ab 1999 neu am Markt verfügbare ECC99 hat meiner Meinung nach alle Tugenden der 2A3, bis auf die Ausgangsleistung. Die ECC99 ist eine lineare "low-mu" Triode mit indirekter Heizung. Mit zwei ECC99 wird ein (Kopfhörer)-Verstärker aufgebaut. Bei 270 Volt Versorgungsspannung ist die Ausgangsleistung maximal 2,9 Watt an 8 Ohm. Keine messbare siebte Harmonische gibt es bis zu einer Ausgangsleistung von 1,2 Watt. Der Wirkungsgrad ist natürlich bescheiden. Auf der 270 Volt Speiseleitung werden 9 Watt aufgenommen für 1,2 Watt Ausgangsleistung, somit 13% Wirkungsgrad. Das ist "richtige" Klasse A.

Zuerst das Spektrum bei 1,2 Watt, als Beispiel für Triode Amp "best case", d.h. die siebte Harmonische ist nicht zu sehen:



Es sind neben dem Grundton von 1kHz die zweite bis fünfte Harmonische, 77dB unter dem Grundton, zu sehen. Die Hörschwelle wird (willkürlich) bei -100dB festgelegt. Bei einem praktischen Dynamikumfang einer CD von 90dB und einem Dynamikumfang des menschlichen Ohr von 130dB ist der hier gezeigte Dynamikumfang von 120dB am oberen Ende der Skala. Typisch für Push-Pull Verstärker Theorie und auch Praxis starten die geradzahligen Harmonischen auf einem niedrigeren Pegel als die ungeradzahligen Harmonischen. Weiterhin fallen beide Harmonische-Reihen monoton ab.

Nun der gleiche Verstärker bei Vollaussteuerung mit Ausgangsleistung 2,9 Watt, kurz vor dem Einsetzen von Gitterstrom bei den Endstufe-Trioden:


 
Auch hier fallen die zwei Harmonische-Reihen monoton ab. Meiner Meinung nach ist ein Merkmal des guten Verstärker Klang monoton abfallende Harmonische-Reihen. Die Erfahrung mit Röhren-Verstärker zeigt, daß sogar 0,5% THD noch guter Klang sein kann, WENN es die richtigen Harmonische sind, d.h. zweite und dritte Harmonische. Diese Harmonische produziert das menschliche Hörsystem selbst und hat die passenden "Filter" oder "Algorithmen" dafür.



Die ECC99 Verstärker-Schaltung ist eine Variante des "Arme Leute Röhrenverstärker Nr. 1 Triode" von mir. Mein Vorbild für diesen Verstärker war der Radiotron Verstärker mit 6L6 von 1939.

Die Versorgungsspannung ist 270 Volt. Elektronenröhren brauchen Spannung für Leistung. Bei 300 Volt Versorgungsspannung dürfte die ECC99 überlastet werden oder gefährlich nahe an "rote Backen" sein. Mit gleichen Bauteile-Werte funktioniert die Schaltung auch bei 220 Volt Versorgungsspannung mit deutlich weniger Ausgangsleistung.

Zum Frequenzgang: Laut "Transient" Simulation ist bei 40Hz der Abfall -8,6dB. Die "AC Analysis" Simulation meldet sinnlose Werte, weil die untere Grenzfrequenz bleibt bei Änderung von C10 gleich. Ein besserer Ausgangsübertrager als der Hammond 125E bringt bessere Grenzfrequenz. Weiterhin ist die Simulation absichtlich konservativ. Beim Nachmessen eines aufgebauten Verstärkers sollten leicht bessere Werte gemessen werden. Die Verstärkung über alles ist knapp 22dB. Das ist der Preis für "low-mu" Trioden. Zwischen Eingang und Anoden der Endröhren ist die Spannungsverstärkung 53dB. Bei dieser hohen Verstärkung muß die Schaltung sorgfältig aufgebaut werden um Brummschleifen und parasitäre Oszillation zu vermeiden. Die Bauteile C2, C5, R11 und R13 sind Schwingbremsen und sollen direkt an die Röhrenfassung gelötet werden. U1A, U1B kann für mehr Verstärkung durch eine E88CC oder 6922 ersetzt werden. Dann R4 und R8 auf 1,5 kOhm ändern.

EL86 E88CC Triode Amp

Die EL86 oder 6CW5 ist eine besondere Endröhre. Entwickelt für "Single ended push-pull" Verstärker arbeitet diese Röhre mit hohem Anodenstrom bei kleiner Anodenspannung - das richtige für jemand der Leistung ohne Versorgungsspannung von 300 Volt haben will. Tube Data Library schreibt über die EL86: "Another well known output pentode. Microphonic, but with μ of only 7 that’s not very problematic. Quite linear and much cleaner spectrum than EL84. I personally prefer the sound of triode connected EL86 over EL84." Bei Tube-Town habe ich den tt-otg5v3 SE Übertrager gefunden der 5000 Ohm auf 8 Ohm transformiert. Bei 2,1kg Gewicht dürfte der Übertrager mit zwei EL86 keine Probleme haben. Der Gleichstromanteil darf 150mA sein. Nach EL86 Datenblatt kann eine EL86 mit 75mA Anodenstrom in Triode-Schaltung betrieben werden.

Für 250V Versorgungsspannung ist ein Netztrafo mit 200V Wechselspannung effektiv nötig. Tube-Town hat zwei Netztrafo im Angebot: den Ringkern tt-t30-v2 und den EI-Kern tt-ket30. Ich habe den EI-Kern gewählt, weil dieser 100mA auf der 200V Leitung liefert. Dafür ist die 6,3V Leitung schwach mit nur 1,6A. Die beiden EL86 und die E88CC brauchen 1,82A. Wenn nötig gibt es einen eigenen Heiztrafo.

Die Vorstufe und Treiberstufe wird von meinem EL84 E88CC Verstärker übernommen. Weil die EL86 weniger Spannungsverstärkung als die E84L hat, wurde die E88CC durch die ECC81 mit mehr Spannungsverstärkung ersetzt. Die ECC81 oder 12AT7 wird heute wieder von z.B. Electro Harmonix oder JJ produziert. Die EL86 gibt es als NOS (New old Stock), auch als "matched pair".

Der otg5v3 Übertrager hat eine Mittel-Anzapfung und kann deshalb für Push-Pull (PP) oder für Pentode SE Ultra-Linear Schaltung benutzt werden. Ein SE Übertrager kann auch für PP benutzt werden, ein PP Übertrager aber nicht für SE.



Bild: Aufbau EL86 ECC81 Verstärker auf Steckbrett. Der Verstärker hat nach Aufbau direkt funktioniert. Das zeigt die Qualität der Simulation. Links der otg5v3 Übertrager.

Zum Frequenzgang: Laut "Transient" Simulation ist bei 40Hz der Abfall -2,1dB. Die "AC Analysis" Simulation meldet wie beim ECC99 Push-Pull sinnlose Werte. Nun das simulierte Spektrum bei EL86 Röhrenmodell q3 mit Vollaussteuerung kurz vor Gitterstrom. Die Eingangsleistung bei 250V ist 19,9 Watt bei Ausgangsleistung von 6,5 Watt in Triode-Schaltung. Eingangsspannung ist 755mV Spitze:



Die Harmonische sind, getrennt nach geraden und ungeraden Harmonischen, im Großen und Ganzen, monoton fallend. Der Verstärker dürfte bei dieser Ausgangsleistung "ausreichend" klingen. Nun das Spektrum bei 1,8 Watt Ausgang, 18,9 Watt Eingang bei 250V und Eingangsspannung 400mV Spitze:



Bei dieser Ausgangsleistung ist weder sechste noch siebte Harmonische sichtbar. Die Harmonischen fallen fast schon streng monoton, das ist "befriedigend" bis "gut". Achtung: das EL86 Röhrenmodell q liefert deutlich bessere Werte. Einige Erkenntnisse lassen sich durch Simulation finden, aber es gibt Grenzen. Zum Vergleich das Spektrum des ECC99 Verstärker bei 1,2 Watt:



Beim EL86 Verstärker fallen die Harmonische besser. Empfindliche Ohren dürften den Unterschied hören und der EL86 einen besseren Höreindruck zuordnen, obwohl die ECC99 eine "echte" Triode ist und die EL86 nur in "Triode-Schaltung" arbeitet. Wie Nobu Shishido sagte: "Es kommt auf das erste Watt an". Der EL86 E88CC Verstärker ist fast ein Klasse A Gegentakt Verstärker, weil sich die Eingangsleistung nur um 1,3 Watt ändert wenn sich die Ausgangsleistung um 4,9 Watt ändert. Auch wenn Klasse AB Gegentakt-Verstärker viel häufiger sind, gibt es meiner Meinung nach einen Platz für Klasse A Gegentakt Verstärker wegen dem besseren Klang.

Bemerkung: Der otg5v3 Übertrager wurde für das "Projet G5" entwickelt. Dies ist ein Röhrenverstärker mit ECC83 als Vorstufe und Treiber, Fender-Style Tiefen/Mitten/Höhen Einsteller, Anschluss für Effektgeräte und EL34 in SE Pentode Schaltung. Tube-Town bietet einen Projet G5 Bausatz an. Für einen Gitarrenverstärker fehlt mir die zweite ECC83 für mehr Gesamtverstärkung. Der klassische Fender Einsteller "frisst" 12 dB Verstärkerleistung.

Schaltbild des Netzteil:



Das Netzteil ist Halbleiter-Standard. Ein Graetz- oder Brückengleichrichter mit vier Einzeldioden 1N4007. Der Gleichrichter wandelt die Netzfrequenz 50Hz in eine pulsierende Gleichspannung mit 100Hz. 10nF Snubber Kondensatoren parallel zu jeder Diode entstören.

Die RC-Glieder R1 bis R4 und C5 bis C9 im Netzteil filtern die Frequenz 100Hz und Harmonische. Willkürlich wird als Grenzfrequenz 50Hz festgelegt. Nach fg=1/(6.28*R*C) wird nach Umstellung und Einsetzen R=1/(6.28*50Hz*100uF)=31,8 Ohm. Gewählt wird 33 Ohm für R1 bis R4. Der Widerstand muß P=I^2*R=0.23W Leistung in Wärme umsetzen. Ein 0,6W Metallschicht Type genügt.

In der Simulation liefert das Netzteil 250V@75mA bei einem Brumm von 28mV Spitze-Spitze. Die Leerlaufspannung ist 294V. Die Ausgangsleistung des Netzteil ist 250V*75mA=18,75W. Die 200V Trafowicklung kann 20 Watt liefern. Die Differenz steht für Verlustleistung in Dioden und Widerständen zur Verfügung.

Widerstand R5 gehört zu dem "Resistance capacitance filter" nach H. H. Scott welches auf Seite 198 im "Radiotron" Buch vorgestellt wird. Der Wert für R5 wird durch mehrere LTSpice Simulationen ermittelt. Der Netztrafos ist ein tt-ket30 von Tube-Town. Die Stromsenke I_RL ist Teil der Simulation.

Achtung: Die Gesamtkapazität von 500uF hält bei 250V eine ordentliche Ladung über lange Zeit. Deshalb vor Arbeit am Netzteil erst den Stecker ziehen und dann Elkos über Widerstand von z.B. 1 kOhm entladen.



Bild: Netzteil 250V auf Lochraster-Platine ohne Kupferauflage 100mm x 50mm aufgebaut. Der Netztrafo rechts ist ein Tube-Town tt-ket30.


Guter Höreindruck

Wo kommt der gute Höreindruck eines Triode Amp in Klasse A her? Was ist das Geheimnis? Auch ich habe die (vollständige) Antwort nicht. Im Buch "Radiotron Designer's Handbook Third Edition" von 1941 gibt es Hinweise.

Zuerst gibt es Kritik an der "Total Harmonic Distortion" THD als Qualitätsmaß auf Seite 32: "The total harmonic distortion is not a measure of the degree of distastefulness to the listener ... it is always preferable to specify each harmonic separately". Die harmonischen Verzerrungen sollen einzeln angegeben werden. Dabei sind die geradzahligen Harmonischen wie zweite, vierte Harmonische nicht störend - oft erzeugen die Musikinstrumente diese Harmonische selbst. Die höheren ungeraden Harmonischen sind "unmusikalisch". Unser Ohr hat sehr hohe Empfindlichkeit für "schiefe" Töne, deshalb ist die THD Zahl die zum allergrößten Teil aus zweiter und dritter Harmonische besteht ungenügend. Das "Radiotron" empfiehlt folgende Werte auf Seite 32:

Harmonic
Good fidelity
Fair fidelity
2nd
5%
10%
3rd
2.5%
5%
4th, 6th, ..
not important
not important
5th
0.5%
1%
7th
(say) 0.1%
(say) 0.2%

"The seventh harmonic is not on the musical scale, and should therefore be below the threshold of audibility". Keine hörbare siebte Harmonische ist mein Qualitätsmaß und heutzutage leicht zu überprüfen wenn fast jeder Digital-Oszilloskop eine Spektrumanalyse Funktion hat. Natürlich hat der BUF634 Verstärker von Henry Westphal, Stefan Trampert und Frederic Sehr mit einem THD von 0,00020% auch eine SEHR kleine siebte Harmonische. Der BUF634 Verstärker besteht, wie vor vielen Jahren der Elektor NE5532 Verstärker, aus vielen parallel geschalteten integrierten Schaltkreisen (ICs). Der BUF634 ist ein High-Speed-Buffer, der NE5532 ist ein rauscharmer Operationsverstärker.

Aus den Datenblättern können wir nicht "5th harmonic" oder "7th harmonic" ablesen. Die "Tube Data Library" liefert diese Information. Alle Röhren werden in Triode-Schaltung betrieben. Die Verzerrung für 10 Volt effektiv Ausgangssignal an der Anode in Triode-Schaltung wird bei Anodenstrom Ia und Bias-Gitterspannung Ug gemessen.

Tube
5th harmonic
Ia, Ug
PL95
none
33mA, -9.6V
ECL82_P, PCL82_P
none
21mA, -22.5V
PCL200_P
none
20mA, -4.6V
PCL84_P
none
15mA, -6.16V
ECL86_P
none
10mA, -11.55V
ECC85
none
8mA, -2.5V
E88CC
none
6mA, -8.5V
PCC88
none
6mA, -8V
PCL805_P
-120.37dB
21mA, -31.8V
EL86, 6CW5 -120dB
18mA, -20V
PCL81_P
-113.60dB
29mA, -8V
PL504
-112.06dB
20mA, -36V
EL519
-111.41dB
60mA, -36V
EL83, PL83
-111.42dB
40mA, -1.7V
PL36
-109.21dB
46mA, -40V
PL500
-107.00dB
40mA, -34V
ECC83
-106.96dB
1mA, -0V
PL508
-103.23dB
40mA, -31V
EL84
-100.47dB
30mA, -5V

Laut "Radiotron" gibt es zwischen Höreindruck und "loudspeaker damping" einen Zusammenhang. Die Induktivität der Lautsprecherspule sorgt dafür, das die Impedanz des Lautsprecher mit der Frequenz steigt. Eine hohe Impedanz gibt es auch bei der Resonanzfrequenz des Lautsprechers. Der Innenwiderstand der Ausgangsröhre liegt über den Ausgangsübertrager parallel zur Lautsprecher-Impedanz und dämpft diese. "We need only be concerned with the ratio of the load resistance to the effective plate resistance (rp), and this ratio (RL/rp) is called the 'damping factor'. Triodes have good damping factors, but pentodes and beam power tetrodes, due to their high plate resistance, have very poor damping factors", siehe Seite 15.

Die grundlegenden Kennwerte einer Triode sind Spannungsverstärkung mu, Steilheit S und Innenwiderstand Ri, oben "effective plate resistance" genannt. Aus zwei dieser Werte läßt sich der dritte Wert berechnen nach der Formel Ri = mu / S. Wichtig für die Ausgangsleistung ist die maximale Anodenverlustleistung Pa. Die Ausgangsleistung in SE Schaltung ist ungefähr ein Viertel der maximalen Anodenverlustleistung. Zuletzt wird die Ausgangsleistung P in Triode-SE Schaltung angegeben - diese steht nicht immer im Datenblatt. Die inneren Kapazitäten der Triode sind meiner Meinung nach bei Niederfrequenzverstärker mit obere Grenzfrequenz von z.B. 34kHz unwichtig.

Tube
Jahr
mu
S[mA/V]
Ri[Ohm]
Pa[W]
P[W]
PL502, EL502
1963
5
17
294
20
-
PL36, 25E5 1955
5,6
14
400
13
-
PL521, 29KQ6 1965
4,7
9,1
516
18
-
EL503
1965
13
23
565
40

KT88
1957
8
12
667
42
-
EL86, 6CW5 1956
8
12
667
12
-
300B
1938
3,9
5
790
36
7
2A3
1933
4,2
5,25
800
15
3,5
PL84
1956
8
10
800
12
2,1
PL508, EL508
1966
8
9
889
12
-
EL34
1950
11
11
1000
25
6
EL156
1952
15
11
1364
50
-
EL84
1953
19
11,3
1681
12
1,95
6L6GC
1936
8
4,7
1700
30
1,4
6V6GTA
1937
9.8
5
1960
12
-
ECC99
1999
22
9,5
2316
5
-
PL95
1959
17
5,4
3148
6
-
Durchschnitt
-
10
10,3
971
21
-

Die "echten" Trioden 300B und 2A3 haben einen niedrigen Innenwiderstand von 800 Ohm. Vergleichbar zur 300B sind KT88 oder EL503 in der "40 Watt" Klasse. Die 2A3 kann durch EL86 oder PL84 aus der "12 Watt" Klasse ersetzt werden. Die 1930er Jahre Röhren 2A3, 300B, 6L6 und 6V6 haben kleine Steilheit im Vergleich zu späteren Röhren. Hohe Steilheit wie bei EL503 und PL502/EL502 wurde scheinbar nicht gefragt - wahrscheinlich war das Preis/Leistungsverhältnis schlecht. Die typische Endröhre hat mu=10 und S=10 mA/V und damit Ri=1000 Ohm und Anodenverlustleistung 21 W - so wie die EL34. Natürlich ist die Auswahl der Röhren etwas willkürlich, es sind keine ECL oder PCL Typen vertreten.

Bemerkung: Der Innenwiderstand Ri ist wie mu und S KEINE Konstante. Es ist der "best case" Wert bei hohem Anodenstrom. Wird der Anodenstrom kleiner, dann sinkt S und Ri steigt. Spannungsverstärkung mu sinkt auch, aber nicht so deutlich wie die anderen Werte.



Bild: Die "Konstanten" S, mu und Ri in Abhängigkeit von Ia und Ua bei der E88CC aus Siemens Datenblatt.

Zwischen "Distortion" und "negative feedback" (Gegenkopplung) gibt es laut "Radiotron" auch einen Zusammenhang, besonders wenn die Gegenkopplung über mehrere Verstärkerstufen erfolgt: "With feedback over two such stages the effect is to produce peaks of response at low and high frequencies ... As the feedback factor is increased ... the peaks become much more pronounced and may be the cause of serious distortion. These peaks of responce are caused by regeneration, brought about through sufficient phase angle rotation to convert negative feedback to positive.", siehe Seite 35. Ohne die Worte "Laufzeit" oder "Bode-Diagramm" zu benutzen wird genau dieses beschrieben: besonders bei niedrigen und hohen Frequenzen wird durch die Phasenverschiebung von z.B. RC-Gliedern zusammen mit der Laufzeit aus der Gegenkopplung eine Mitkopplung.

Aus "Radiotron" und BUF634 Verstärker lernen wir: THD ist kein Kennwert für Höreindruck - obwohl bei einem THD von 0,00020% ein Verstärker "neutral" klingt. Kleiner Innenwiderstand oder kleiner "innerer Anodenwiderstand" ist gut. Der übliche "damping factor" bei Triode Amp ist 3. Wahrscheinlich ist zu kleiner Innenwiderstand auch wieder schlecht, war aber 1939 noch nicht möglich. Heute kann bestimmt ein 0,1 Ohm Innenwiderstand Halbleiter-Verstärker gebaut werden, der dann den Lautsprecher zuviel dämpft. Und zuletzt KANN Gegenkopplung böse sein - obwohl Verstärker mit kleiner Laufzeit auch starke Gegenkopplung vertragen.

Hi-Fi oder nicht Hi-Fi

Hi-Fi oder "high fidelity" war von Anfang an die Anforderung gewesen an Niederfrequenzverstärker. Im Buch "Radiotron" von 1941 steht auf Seite 32:

Qualität
Frequenzbereich
Musical reproduction
40  .. 12000 Hz
Good fidelity
60 .. 10000 Hz
Mediocre reproduction
100 .. 5000 Hz
Radio receiver (AM band)
100 .. 3500 Hz

Als Hi-Fi Definition nutze ich 20Hz bis 20kHz. Die "Compact Disc (CD)" erfüllte als erste Massentechnik diese Definition. Der Dynamikumfang der CD mit praktisch 90dB erreicht noch nicht die Fähigkeiten des menschlichen Gehörs mit 120 dB. Heutige Verstärker loben sich mit Bandbreite bis zu 300kHz, d.h. bis in die Mitte des Langwelle Rundfunkbandes. Meiner Meinung nach übertrifft hier das technisch Mögliche das menschlich Nötige.

Im Kapitel "Endstufe EICO" des TU Berlin "Black Cat" Verstärker gibt es eine Bemerkung zur sinnvollen oberen Grenzfrequenz für Verstärker mit Gegenkopplung: "daß ein –3dB-Punkt bei 20 kHz bereits zu den Höreindruck störenden Phasenverzerrungen im Bereich um 15kHz führen könnte. Ein –3dB-Punkt bei 34 kHz würde dann hingegen die Phasenbeziehungen im Bereich um 15 kHz nicht störend verfälschen."

Ein Blick auf die Leistung von Lautsprecher und Ausgangsübertrager helfen uns bei der Bestimmung der Leistungsparameter eines günstigen Verstärker mit günstigem Lautsprecher.

Lautsprecher

Der Trioden Amp bekommt seine eigene Lautsprecherbox. Die 2 Watt des Trioden Amp sollen möglichst viel Lautstärke liefern, d.h. der Wirkungsgrad der Lautsprecherbox spielt eine Rolle. Die Lautsprecherbox enthält einen Lautsprecher. Das folgende Diagramm zeigt den Frequenzverlauf von verschiedenen Lautsprechern der Firma Jensen:


Die obere rote Linie ist Frequenzgang des Jensen MOD 6-15 Lautsprecher mit 6" Durchmesser, die obere blaue Linie ist Jensen MOD 8-20 mit 8" und die obere grüne Linie Jensen MOD 10-35 mit 10". Große Lautsprecher sind besser für niedrige Frequenzen geeignet und kleine besser für hohe Frequenzen - so die allgemeine Erkenntnis. Die gezeigten Lautsprecher liefern alle zwischen 70Hz und 10kHz eine "Sound Pressure" von 85dB und mehr.

Hier der Frequenzgang des 4" Visaton R 10 S Lautsprecher mit 8 Ohm:

Der Visaton liefert zwischen geschätzt 120Hz und 12kHz eine "Sound Pressure" von 85dB und mehr.

Neben Frequenzgang sind der Wirkungsgrad und die Empfindlichkeit wichtig. Die Werte sind für 8 Ohm Lautsprecher:

Lautsprecher
Reference Efficiency Sensitivity@1W,1m Equivalent Acoustic Volume
Visaton R 10 S
?
90 dB
?
Jensen MOD 6-15
0.48 % 89.9 dB 9.9 lt.
Jensen MOD 8-20 0.72 % 93.2 dB 11.1 lt.
Jensen MOD 10-35 1.39 % 94.1 dB 22.3 lt.

Bei "Sensitivity" bedeutet 3dB Unterschied doppelte Lautstärke. Der Visaton und der kleine 6-15 Lautsprecher spielen in einer anderen Klasse als die beiden anderen Lautsprecher. Die "Equivalent Acoustic Volume" kann als minimales Volumen für eine geschlossene Lautsprecherbox angesehen werden. Hier ist der große 10-35 in einer anderen Klasse. Zusammenfassung: Der 8-20 hat gute Empfindlichkeit bei noch kleinem Volumen. Meiner Meinung nach sollte die Box mindestens 22 Liter Volumen für den 8-20 haben. Den Visaton habe ich testweise in einen Schuhkarton mit Außenmaße 35cm, 21cm, 12cm und Volumen 8,8 Liter eingebaut.

Lautsprecherbox

Ein Lautsprecher "nackt" auf dem Arbeitstisch klingt bescheiden. Es gibt einen akustischen Kurzschluß zwischen der Vorderseite der Membrane und der Rückseite der Membrane. Die einfachste Lautsprecherbox ist somit eine unendlich große Wand mit einem Loch für den Lautsprecher um akustischen Kurzschluß zu verhindern. Leider ist unendlich große Wand schwer zu finden. Die zweitbeste Lösung ist ein Kasten mit einem Volumen das mindestens zweimal das "Equivalent Acoustic Volume" ist. Ab dieser einfachen Erkenntnis unterscheiden sich die Geschmäcker. Einige Boxenbauer orientieren sich an Musikinstrumenten wie Geige, Kontrabass, akustische Gitarre usw. und sagen: "die Wände der Box schwingen mit". Andere Boxenbauer suchen den "absoluten" Klang und bauen die Box aus mindestens 18mm MDF Platten damit nur die Membrane schwingt und sonst nichts. Ich selbst bevorzuge "lebendige" Lautsprecherboxen, d.h. das Gehäuse ist ein Resonanzkörper. Man kann am Gehäuse die Baßtrommel mit der Hand fühlen.

Für einen ersten Test baue ich Lautsprecher in einen Schuhkarton oder in einen Umzugkarton. Natürlich ist dieses Testgehäuse nicht luftdicht. Und für den ersten Test benutze ich kein Dämmmaterial. Nun kann der Lautsprecher mich in dieser "worst case" Umgebung entweder erfreuen oder enttäuschen.

Der Lautsprecher sollte in Kopfhöhe sein. Entweder stellt man die Lautsprecherbox ins Regal, nutzt einen Boxenständer oder baut die Lautsprecherbox schlank und hoch. Meine Lautsprecherbox für den Jensen MOD 8-20 ist 135cm hoch, 26cm breit und 25cm tief. Das Volumen ist knapp 88 Liter. Die Mitte des Lautsprechers liegt 113cm über dem Boden. Der 8" Lautsprecher "braucht" keine 88 Liter Volumen. Die Lautsprecherbox kann auch mit Höhe 125cm, Breite 26cm, Tiefe 13cm und Volumen 42 Liter gebaut werden. Die Seitenwände der Box bestehen aus 4mm Pappel-Sperrholz. 4mm Kiefern-Sperrholz ist auch geeignet. In den Ecken sind 20mm auf 20mm Kiefernleisten eingeleimt. Holzschrauben halten die Teile zusammen bis der Leim fest ist. Boden und Deckel sind aus 13mm dickem Holz. Der Boden ist 36cm auf 36cm groß und gibt Standfestigkeit. Der Deckel ist 27cm auf 26cm um einen kleinen Überstand zu geben. Wenn der Lautsprecher "arbeitet", dann schwingt das dünne Pappelholz mit. Für mich ist das gut und richtig. Meine Lautsprecherbox ist groß und trotzdem leicht.




Bild links: Visaton R 10 S testweise in Schuhkarton gebaut
Bild mitte und rechts: Jensen MOD 8-20 in Pappel-Sperrholz Box

Die Lautsprecherbox läßt sich leicht auf Bassreflexbox umbauen. Einfach einen 7mm Schlitz nach vorne lassen zwischen Bodenplatte und vordere Pappel-Sperrholz-Platte. Dann fährt der Bass ins Zwerchfell. Siehe meinen ersten Test:



Bild: Bassreflex-Test. Drei Zeitschriften öffnen den 7mm Bassreflex-Schlitz nur nach vorne. Nun hört sich Schlagzeug-Aufnahme "live" an.

Ausgangsübertrager

Der Ausgangsübertrager ist - besonders bei SE Verstärkern - oft das teuerste Bauteil. Ich verwende den Hammond 125BSE. Günstiger ist der Tube-Town "TT-OT25BSE". Beide Übertrager sind für maximal 5 Watt Leistung ausgelegt. Der Ruhestrom durch die Übertrager und damit durch die Endröhre darf 45mA betragen. Diese Werte sind typisch für eine EL84. Die obere Grenzfrequenz ist beim 125BSE sogar im schlechtesten Fall bei einer Übersetzung von 10kOhm auf 8 Ohm kein Problem weil über 30kHz. Die untere Grenzfrequenz ist bei 2500 Ohm zu 8 Ohm deutlich besser als bei 5000 Ohm zu 8 Ohm.

Die Pentode EL84 braucht laut Datenblatt einen (komplexen) Anodenwiderstand von 5200 Ohm bei Triode SE Betrieb. Die Pentode PL84 braucht einen Anodenwiderstand von 2400 Ohm bei SE. Die EL84 und EL86 haben 6,3V Parallelspeisung. Die EL84 oder PCL86 wird mit Einstellung 5000 Ohm betrieben, die EL86 oder PL84 wird mit 2500 Ohm betrieben. Die EL86 oder PL84 kann auch mit Einstellung 5000 Ohm betrieben werden. Dann sinkt die Ausgangsleistung und der Lautsprecher "damping factor" steigt.

Koppelkondensator

Für mich - und bestimmt für viele andere - ist das "Radiotron Designer's Handbook Third Edition" von 1941 eine Authorität für Röhrenschaltungen. Schon im Kapitel 1 auf Seite 4 gibt es eine Tabelle zum Thema Gitterwiderstand und Koppelkondensator. Für 250 Kiloohm wird 0,1uF als Kondensator genannt. Mein Verstärker hat aber nur 0,022uF oder 22nF. Warum? Die Fußnote im Radiotron erklärt: "On the basis of approximately 1dB loss per stage at 12.5 c/s". Weder mein Lautsprecher noch mein Ausgangsübertrager können 12,5 Hz liefern ...

Von Amp Books gibt es den Coupling Capacitor Calculator. Wir rechnen das RC Glied R4, C4 aus dem PL508 PCC88 Verstärker nach. Als "output impedance" nehmen wir den Innenwiderstand der PCC88. Mit mu=33, S=12.5 ma/V und Ri=mu/S ist 2.64 kOhm schnell ausgerechnet. Der Koppelkondensator hat 22nF oder 0.022 uF. Der Gitterwiderstand Rv ist 330 kOhm und bei einem Festwiderstand ist Volume setting 100%. Nach "recalculate" zeigt uns der Rechner einen Gain (Dämpfung) von -0.36 dB bei 82 Hz. Nach dem Spruch "ein dB ist kein dB" sind wir zufrieden.

Sinnvolle Anforderungen

Eine Frequenzgang Anforderung von 100Hz bis 10kHz ist erreichbar mit günstigen Ausgangsübertrager, günstigem Lautsprecher und "großer" Lautsprecherbox. Eine Bassreflexbox sollte "good fidelity" von 60Hz bis 10kHz erreichen. Ein kleiner 4" Lautsprecher wie der Visaton R 10 S hat am unteren Ende Schwierigkeiten. Ein größerer 8" Lautsprecher wie der Jensen MOD 8-20 am oberen Ende. Die Definition der Grenzfrequenz hat ihre "Spezialitäten". Ein Detail ist die Referenzfrequenz und die Wellenform. Das ist üblicherweise 1kHz Sinuston. Wird dB für Spannungspegel benutzt, dann ist 6dB Abfall die halbe Lautstärke. Für dB Leistungspegel ist 3dB Abfall die halbe Lautstärke. Wird der Höreindruck benutzt, dann kann halbe Lautstärke auch 9dB Abfall Spannungspegel bedeuten. Oder 1dB Abfall als Grenzfrequenz definieren wie einige Highest Fidelity Anhänger es machen? Die Definition Grenzfrequenz bei 6dB Spannungspegel Abfall ist am Verstärker leicht zu messen. Beim Lautsprecher ist Leistungsmessung üblich. Neben den Grenzfrequenz Werten gibt es auch den Höreindruck. Der Höreindruck ist gut, wenn untere und obere Grenzfrequenz zusammen passen. Das Telefonnetz arbeitet mit Grenzfrequenzen 300Hz und 3400Hz, d.h. hohe untere Grenzfrequenz und niedrige obere Grenzfrequenz. Nach meiner Meinung passen die Werte 100Hz und 10kHz auch gut zusammen.

Zusammenfassung

Meiner Meinung nach sollte ein Hi-Fi Röhren-Verstärker umschaltbar sein zwischen Triode und Pentode (Ultra-Linear) Betrieb. Der Dämpfungsfaktor sollte auch umschaltbar sein. Diese Umschaltmöglichkeiten finde ich viel sinnvoller als die "Kuhschwanz" Tiefen- und Höheneinstellung der Röhren-Radios oder die Tiefen/Mitten/Höhen Einstellung von Fender-Verstärker. Entweder werden Verstärker, Lautsprecherbox und Raum einmal "abgestimmt" oder die Schalter werden je nach Tonmaterial und Gefühlszustand geschaltet.

Das Netzteil wurde mit LTSpice simuliert und auf niedrige Brummspannung optimiert. Für die vorgestellten Röhrenverstärker PCL 86 und PL508 PCC88 wurde zuerst keine Simulation durchgeführt, Aufbau und Anhören schon. Es gab kein Durchmessen mit Rechtecksignal oder - besser noch - Intermodulationsmessung mit zwei Tönen. Berechnungen waren sehr einfach. Dafür gab es viel Rückgriff auf meine Erfahrung aus 50 Jahre Elektronikbasteln. Die PL508 PCC88 Schaltung ist nicht Single Ended Standard, sondern das Ergebnis von zielgerichteten Experimentieren. Die Bauteile-Werte an die benutzten Röhren und meinen Musikgeschmack anpassen war wichtig, ein Aufbau nach Hochfrequenz-Regeln ebenfalls. Das Netzteil bietet Glättung, aber keine Stabilisierung. Meiner Meinung nach entsteht aus Lautsprecher mit guten Wirkungsgrad, Triode Amp mit schlechtem Wirkungsgrad und Netzteil mit ganz leichtem Netzbrummen das bestmögliche Preis/Leistungsverhältnis. Nicht nur "keep it simple, stupid" sondern auch "most bang for the buck". Während ich diese Zeilen schreibe höre ich Göran Söllscher und andere Musiker auf der Anlage. Mein Urteil: Lautsprecher und Verstärker haben keinen eigenen Klang. Die Wiedergabe ist sauber, "nuschelnde" Sänger sind gut zu verstehen, Schlagzeug ist "trocken" - besser als mit jedem anderen Lautsprecher und Verstärker den ich je hatte. Bei dem 4" Visaton fehlt mir etwas Lautstärke. Der 8" Jensen MOD in der 88 Liter Lautsprecherbox bringt mehr Bass und mehr Lautstärke bei gleicher Klarheit. Die PL508 hat bei 2500 Ohm Übertrager-Impedanz einen Lautsprecher Dämpfungsfaktor von 2,8, bei 5000 Ohm von 5,6. Die unterschiedliche Dämpfung ist zu hören. Je nach Signal ist die eine oder die andere Einstellung besser. Für beide Lautsprecher gilt: ich höre nun Fehler der Aufnahme - eine gute Anlage will auch gutes Audiomaterial. Dadurch ändert sich im Einzelfall welche YouTube Version eines Stückes für mich das Beste ist.

Die wichtigste Erfahrung aus 50 Jahren Elektronikbasteln ist: "mehr hilft mehr" ist falsch. Es gibt immer einen optimalen Wert für jedes Bauteil. Bei den vorgestellten Verstärkern ist 20% Abweichung vom optimalen Wert kein Problem und für Elkos auch typisch. Für Widerstände genügt 5% Toleranz.

Liste

Hier einige Stücke von YouTube um verschiedene Eigenschaften von Verstärker und Lautsprecherbox zu hören.

Akustische Gitarre, Göran Söllscher, J. S. Bach BWV 1007
Gitarre, Alice Merton, No Roots
Elektrische Gitarre, Blues, Stevie Ray Vaughan, Voodoo Child
Elektrische Gitarre, Metal, Daniel Varfolomeyev, J. S. Bach BWV 565
Klarinette, Acker Bilk, Stranger on the Shore
Querflöte, Jethro Tull, J. S. Bach Bourée
Dudelsack, André Rieu und Solisten, Amazing Grace
Hammond Orgel, The Animals, House of the rising sun
Orgel, Karl Richter, J.S. Bach BWV 565
Schlagzeug, Phil Collins und Solisten, Drums, Drums & More Drums
Schlagzeug, The Surfaris, Wipe Out
Synthesizer, Emerson, Lake & Palmer, Peter Gunn Theme
Synthesizer, Jean Michel Jarre, Oxygene II live
Orchester, Jelle Boesveld, Vangelis  Conquest of Paradise
Pfeifen, Scorpions, Wind of Change
Gesang männlich, Lee Marvin, Wandrin Star
Gesang männlich, Disturbed, The Sound of Silence
Gesang männlich, Leonard Cohen, Hallelujah
Gesang männlich, Paul Carrack, Don't wait too long
Gesang weiblich, Gianna Nannini, Bello e impossibile
Gesang weiblich, Whitney Houston, I will always love you
Gesang weiblich, Inva Mula, The Fifth Element Diva dance

Der harte Plektrum-Anschlag in "No Roots" ist schwierig für den PL508 PCC88 Verstärker bei voller Lautstärke und 2,5kOhm zu 8ohm Übertrager. Bei 5kOhm zu 8ohm klingt es besser. Ein gutes Beispiel für die Notwendigkeit von Lautsprecherdämpfung.

Anhang: Meine LTSpice Elektronenröhre Modelle

Das alte LTSpice Triode Modell habe ich 2014 entwickelt, dies ist die neue Version von 2024. Hilfreich waren die Informationen von Norman L. Koren. Aktueller ist die Arbeit von Adrian Immler von 2018. Gelobt werden auch die Modelle von Ayumi Nakabayashi. John Harper beschreibt die Röhren Formeln. Kern von jedem Triode Modell ist die Child-Langmuir Formel Ia=S*(Va/mu+Vg)**1.5. Dabei ist Ia=Anodenstrom, S=Steilheit in mA/V, Va=Anodenspannung, mu=Spannungsverstärkungsfaktor und Vg=Gitterspannung.
Kern meiner LTSpice Modelle sind vier Funktionen: f() enthält eine erweiterte Child-Langmuir Formel. Funktion Ia() vervollständigt f() zur Ia Formel mit der Stromverteilungsformel nach Franz Tank "Zur Kenntnis der Vorgänge in Elektronenröhren" von 1922, Ign() ist die Formel für negative Gitterspannung und Igp() für positive Gitterspannung. Der Übergang von negative auf positive Gitterspannung findet bei Spannung Vw statt. Bei dieser Spannung ist der Strom bei beiden Formeln Ign() und Igp() gleich.
In f() wird S*(Va/mu+Vg+Vc)**m anstelle von S*(Va/mu+Vg)**1.5 benutzt. Die Kontaktspannung Vc wurde von van der Bijl im Buch "The thermionic vacuum tube and its application" von 1920 beschrieben: "represents an intrinsic potential difference between the filament and the system constituted by the grid and plate". Terman schreibt im Buch "Electronic and Radio Engineering" von 1955: "a correction to take into account the contact potential existing between plate and cathode and also the effective velocity of emission of the electrons. Each of these corrections ordinarily amounts to less than 1 volt".
Van der Bijl schreibt 1920 über den Exponent 1.5: "This is the so-called 3/2-power equation first derived by Child ... The logarithmic plot of the characteristic is steepest at the lower voltages where the slope may be as high as 2,5. As the voltage increases the slope of the logarithmic plot decreases until finally it becomes less than unity when saturation is approached."
Meiner Meinung nach ist die Änderung des Exponenten keine gute Erweiterung der Child-Langmuir Formel. Nach etlichen Versuchen habe ich aus dem Ausdruck Va/mu den Audruck Va**q/mu gemacht mit q eine Konstante ungefähr 1,055. Aus S wurde S+dS*sqrt(uramp(-Vg)) mit dS eine  Konstante ungefähr 1.64e-3. Meine erweiterte van der Bijl Formel ist somit:
(S+dS*sqrt(uramp(-Vg)))*(Va**q/mu+Vg+Vc)**1.5.

Mein Röhrenmodell erzeugt zuerst für eine Gitterspannungs-Linie aus dem Datenblatt eine mathematische Näherungen (potenzielle Regression), meistens für Vg=0V. Dazu werden Va, Ia Werte aus dem Datenblatt gelesen und ins Spreadsheet eingetragen. Für eine zweite Gitterspannungs-Linie werden Va, Ia Paare ebenfalls ins Spreadsheet übertragen. Dann werden die passenden Werte von zuerst q und dann dS im Spreadsheet ermittelt. Dabei bestimmt q die Cutoff-Spannung, d.h. Va bei Ia=1uA und dS bestimmt die Steigung. Mit den Parametern können zwei Gitterspannungs-Linien in gute Deckung zwischen Simulation und Dartenblatt gebracht werden. Die Gitterspannungs-Linien dazwischen werden "gleichmäßig" verteilt. Das passt für Kerbgitter-Röhren besser als für Spanngitter-Röhren.

* Triode, Tetrode, Pentode:
* mu Spannungsverstaerkungs-Faktor aus Datenblatt
* S Steilheit für Vg0 aus Regression
* Vc Kontaktspannung für Vg0 aus Regression
* q Va Exponent, Morphing Parameter
* dS delta Steilheit, Morphing Parameter

* B Bedeckung Anode durch Schirmgitter bzw. Steuergitter
*
* Tetrode, Pentode:
* n Anode zu Schirmgitter Stromverteil Exponent
*
* Gitterdiode:
* Vw Uebergang von Anlaufstrom zu normalen Betrieb
* Vo Gitterdiode Durchlassspannung
* Io Gitterdiode Durchlassstrom


Ein Vorteil meiner Elektronenröhre Modelle von 2024 ist die leichte Bestimmung der fünf Parameter mu, S, Vc, q und dS. Mu steht direkt im Datenblatt. Die Werte für S und Exponent m werden durch eine potenzielle Regression der ersten Gitterspannungslinie bestimmt. Mit dem Spreadsheet Parameter Va Cutoff wird m auf den Wert 1,5 gebracht. Die zweite Gitterspannungslinie wird mit q und dS aus der ersten Linie "gemorpht". Dabei bestimmt q den Va Cutoff der zweiten Linie und dS die Steigung oder Steilheit. Ein LibreOffice Calc Rechenblatt (Spreadsheet) erleichert die Arbeit. Passen die Parameter im Spreadsheet, dann passen auch die Gitterspannungslinien im Diagramm.

Über die Stromverteilung zwischen Anode und Schirmgitter bei Pentode und Beam Tetrode schreibt Spangenberg im Buch "Fundamentals of Electron Devices" von 1957: "No simple analytical form of this function is known ... when plate voltage is zero, all the space current goes to the screen and none to the plate. When the plate voltage equals the screen voltage, the ratio odf plate to screen current will be nearly equal to the ratio of area between screen-grid wires to the projected area of the wires. Beyond this the ratio of currents will increase slowly with the ratio of voltages."

Die Stromverteilung nach Franz Tank für Trioden ist eine gute Näherung. Bei Tetroden und Pentoden ist die Stromverteilung zwischen Anode und Schirmgitter. Weiterhin wird anstelle der Quadratwurzel-Funktion eine Potenzfunktion benutzt: Ia/Ig2=(Va/Vg2)^n anstelle von Ia/Ig=sqrt(Va/Vg). Der Parameter n wird aktuell durch Ausprobieren bestimmt. Es gibt keine Wechselwirkung zwischen n und den anderen Parametern in meinen 2024 Elektronenröhren-Modellen.
Das folgende Spice Modell simuliert die Pentode E84L (EL84) in Triode-Schaltung, Pentode-Schaltung und natürlich auch in Ultra-Linear-Schaltung. Gitterdiode wird auch simuliert. Die E84L Diagramme:




Bild oben: E84L in Triode-Schaltung. Gitterspannungslinien Vg=0V und Vg=-15V haben beste Übereinstimmung.
Bild oben: E84L in Pentode-Schaltung. Gitterspannungslinie Vg=-8V hat beste Übereinstimmung.

Das LTSpice q3 Modell als Subcircuit:

.SUBCKT E84L A G2 G K
* 7320, G3=K, Siemens Datenblatt Version 2024-06-17
* q3 Modell Triode Vg=0V, -15V Pentode Vg=-8V
.param mu=18.5
.param S=3.07m Vc=-0.04 q=1.02 dS=-0.083m
.param B=0.115 n=0.86
.param Vw=-513m Vo=86.2m Io=12.2m
.func f(Vg,Va) {(S+dS*sqrt(uramp(-Vg)))*(Va**q/mu+Vg+Vc)**1.5} ; Va ist Vg2
.func Ia(Vg,Vg2,Va) {f(Vg,Vg2)*Va**n/(Va**n+B*Vg2**n)}
.func Ig2(Vg,Vg2,Va) {f(Vg,Vg2)*B*Vg2**n/(Va**n+B*Vg2**n)}
.func Igp(Vg) {Io*exp(Vg/Vo)}
Cg    G    K    10.0p
Ca    A    K    6.0p
Cag   A    G    0.5p
Ba    A    K    I=Ia(V(G,K),V(G2,K),V(A,K))
Bg2   G2   K    I=Ig2(V(G,K),V(G2,K),V(A,K))
Bg    G    K    I=if(V(G,K)<Vw,Igp(V(G,K)),100n) ; keine Stromverteilung mit Anode, Schirmgitter
.ENDS


Die E83CC oder 6057, 12AX7WA ist die Langlebe-Version der ECC83, die typische Vorstufe-Röhre und oft auch Treiber-Röhre in einem Gitarrenverstärker. Bei mu=100 sollte man nicht mehr "linear" erwarten.



Für die E83CC ist das van der Bijl Modell besser geeignet als das q3 Modell. Die schlechte Linearität der E83CC zeigt sich im Exponenten m=1,97. Die "linearen" Röhren haben m=1,5.

.SUBCKT E83CC A G K
* 6057, 12AX7WA, Siemens Datenblatt Version 2024-06-18
* van der Bijl Modell Vg=-2.5V
.param mu=100 ; aus Datenblatt
.param S=0.516m m=1.97 Vc=1.07
.param B=0.1 ; Bedeckung Anode durch Gitter
.param Vw=-513m Vo=86.2m Io=12.2m
.func f(Vg,Va) {S*(Va/mu+Vg+Vc)**m}
.func Ia(Vg,Va) {f(Vg,Va)*sqrt(Va)/(sqrt(Va)+B*sqrt(uramp(Vg)))}
.func Ign(Vg,Va) {f(Vg,Va)*B*sqrt(uramp(Vg))/(sqrt(Va)+B*sqrt(uramp(Vg)))}
.func Igp(Vg) {Io*exp(Vg/Vo)}
Cg    G    K    1.6p
Ca    A    K    0.46p
Cag   A    G    1.7p
Ba    A    K    I=Ia(V(G,K),V(A,K))
Bg    G    K    I=if(V(G,K)<Vw,Igp(V(G,K)),Ign(V(G,K),V(A,K)))
.ENDS

Die Fernseher Endstufen Pentoden wie PL508 sind als "linear" bekannt. Die PL508 hat wenig Information im Datenblatt, nicht einmal die Kapazitäten Cg und Ca werden angegeben. Das Ia=f(Va,Vg) Diagramm in Triode-Schaltung ist von Tube Data Libray PL508.



Das q3 Modell passt sehr gut zur PL508 - dafür wurde es auch entwickelt. Fehlende Daten wie Kapazitäten und Stromverteilung Anode zu Schirmgitter wurden von der E84L übernommen:

.SUBCKT PL508 A G2 G K
* EL508, G3=K, Tube Data Library, Philips Datenblatt Version 2024-06-17
* Vg1=0 Vg2=-30V
.param mu=8
.param S=2.30m Vc=1.19 q=1.07 dS=-0.288m
.param B=0.115 n=0.86
.param Vw=-513m Vo=86.2m Io=12.2m
.func f(Vg,Va) {(S+dS*sqrt(uramp(-Vg)))*(Va**q/mu+Vg+Vc)**1.5} ; Va ist Vg2
.func Ia(Vg,Vg2,Va) {f(Vg,Vg2)*Va**n/(Va**n+B*Vg2**n)}
.func Ig2(Vg,Vg2,Va) {f(Vg,Vg2)*B*Vg2**n/(Va**n+B*Vg2**n)}
.func Igp(Vg) {Io*exp(Vg/Vo)}
Cg    G    K    10.0p
Ca    A    K    6.0p
Cag   A    G    1.6p
Ba    A    K    I=Ia(V(G,K),V(G2,K),V(A,K))
Bg2   G2   K    I=Ig2(V(G,K),V(G2,K),V(A,K))
Bg    G    K    I=if(V(G,K)<Vw,Igp(V(G,K)),100n) ; keine Stromverteilung mit Anode, Schirmgitter
.ENDS

Kerbgitter-Röhren wie die E84L haben typisch q=1,02. Das q=1,07 der PL508 läßt auf Spanngitter-Röhre und/oder Beam Tetrode schließen. Eine andere "lineare" Röhre ist die PCC88. Die Spanngitter Trioden ECC88, PCC88, 6DJ8 und 7DJ8 haben gleiche Ia=f(Va,Vg) Diagramme im Datenblatt.



Drei Va, Ia Wertepaare von den Gitterspannungslinien Vg=0V und Vg=-10V werden in das LibreOffice Calc Rechenblatt eingetragen. Deshalb haben diese beide Linien gute Übereinstimmung. In der Mitte bei Vg=-5V gibt es die größte Abweichung zwischen q3 Modell und Datenblatt. Das PCC88 Modell:

.SUBCKT PCC88 A G K
* 7DJ8, ECC88, 6DJ8, Philips Datenblatt Version 2024-06-19
* q3 Modell Vg=0V, -10V
.param mu=33
.param S=5.75m Vc=0.31 q=1.035 dS=-1.09m
.param B=0.1
.param Vw=-513m Vo=86.2m Io=12.2m
.func f(Vg,Va) {(S+dS*sqrt(uramp(-Vg)))*(Va**q/mu+Vg+Vc)**1.5}
.func Ia(Vg,Va) {f(Vg,Va)*sqrt(Va)/(sqrt(Va)+B*sqrt(uramp(Vg)))}
.func Ign(Vg,Va) {f(Vg,Va)*B*sqrt(uramp(Vg))/(sqrt(Va)+B*sqrt(uramp(Vg)))}
.func Igp(Vg) {Io*exp(Vg/Vo)}
Cg    G    K    3.3p
Ca    A    K    1.8p
Cag   A    G    1.4p
Ba    A    K    I=Ia(V(G,K),V(A,K))
Bg    G    K    I=if(V(G,K)<Vw,Igp(V(G,K)),Ign(V(G,K),V(A,K)))
.ENDS


Die Röhrenentwicklung erfolgte in Europa bis zur PL519 im Jahr 1970. Die PL508 gibt es seit 1966, die PCC88 seit 1956. Natürlich waren Fernseher-Röhren stark von Preis-/Leistungs-Denken beeinflußt. Meiner Meinung nach war der mittlere Stand der Technik von 1966 bei Röhren höher als der beste Stand der Technik 1939. Oder anders gesagt: die PCC88 mag eine "billige" Spanngitter-Röhre mit "schlechten" Toleranzen sein, aber 1939 gab es auch für beliebig viel Geld keine Spanngitter-Röhre.

Das EL86 Ia=f(Va,Vg) Diagramm für Triode-Schaltung:



Die EL86 passt nicht so gut zum q3 Röhrenmodell wie PL508 und PCC88. Seit 1956 gibt es diese niederohmige Endpentode. Gegen die hochohmige E84L dürfte sich die EL86 bei Triode-Schaltung Verstärker durchsetzen. Ob EL86 oder PL508 besseren Klang liefern ist aktuell offen. Die EL86 wurde für Audio entworfen, die PL508 wurde zehn Jahre später entwickelt mit einer größeren Wissensbasis. Das EL86 Modell:

.SUBCKT EL86 A G2 G K
* G3=K, Philips, Mullard Datenblatt Version 2024-06-17
* q3 Modell Vg=0V, -30V
.param mu=8
.param S=2.58m Vc=0 q=1.04 dS=-0.287m
.param B=0.115 n=0.86
.param Vw=-513m Vo=86.2m Io=12.2m
.func f(Vg,Va) {(S+dS*sqrt(uramp(-Vg)))*(Va**q/mu+Vg+Vc)**1.5} ; Va ist Vg2
.func Ia(Vg,Vg2,Va) {f(Vg,Vg2)*Va**n/(Va**n+B*Vg2**n)}
.func Ig2(Vg,Vg2,Va) {f(Vg,Vg2)*B*Vg2**n/(Va**n+B*Vg2**n)}
.func Igp(Vg) {Io*exp(Vg/Vo)}
Cg    G    K    13p
Ca    A    K    6.8p
Cag   A    G    0.6p
Ba    A    K    I=Ia(V(G,K),V(G2,K),V(A,K))
Bg2   G2   K    I=Ig2(V(G,K),V(G2,K),V(A,K))
Bg    G    K    I=if(V(G,K)<Vw,Igp(V(G,K)),100n) ; keine Stromverteilung mit Anode, Schirmgitter
.ENDS


Die E88CC oder 6922 ist eine weitere "lineare" Doppeltriode welche auch wieder produziert wird, z.B. von Electro Harmonix oder JJ. Achtung: Die ECC88 und E88CC unterscheiden sich deutlich in der maximalen Anodenspannung. Bei ECC88 und PCC88 ist Va=130V, bei E88CC ist Va=250V und bei Electro Harmonix 6922 sogar Va=300V. Hier das Ia=f(Va,Vg) Diagramm:



Typisch für meine Morphing-Formeln ist, daß zwei Linien gute Übereinstimmung haben. Für E88CC sind dies Vg=0V und Vg=-6V. Die anderen Linien haben Abweichungen. Der Subcircuit:


.SUBCKT E88CC A G K
* 6922, JJ Datenblatt Version 2024-06-17
* Vg1=0V Vg2=-6V
.param mu=33
.param S=5.05m m=1.50 Vc=0.22 q=1.055 dS=-1.64m
.param B=0.1
.param Vw=-513m Vo=86.2m Io=12.2m
.func f(Vg,Va) {(S+dS*sqrt(uramp(-Vg)))*(Va**q/mu+Vg+Vc)**m}
.func Ia(Vg,Va) {f(Vg,Va)*sqrt(Va)/(sqrt(Va)+B*sqrt(uramp(Vg)))}
.func Ign(Vg,Va) {f(Vg,Va)*B*sqrt(uramp(Vg))/(sqrt(Va)+B*sqrt(uramp(Vg)))}
.func Igp(Vg) {Io*exp(Vg/Vo)}
Cg    G    K    3.1p
Ca    A    K    1.75p
Cag   A    G    1.4p
Ba    A    K    I=Ia(V(G,K),V(A,K))
Bg    G    K    I=if(V(G,K)<Vw,Igp(V(G,K)),Ign(V(G,K),V(A,K)))
.ENDS


Die ECC99 ist eine Doppeltriode welche seit 1999 produziert wird. Mit mu=22 ist sie eine "lineare" low-mu Doppeltriode, so wie die seit 1941 produzierte 6SN7GT. Wegen dem Exponenten 3/2 ist im engen Sinn keine Triode linear. Nur der Exponent 1 ist linear. Natürlich ist ein Exponent von 1,5 "linearer" als ein Exponent von 2,5. In diesem Bereich bewegen sich die üblichen Elektronenröhren. Hier das Ia=f(Va,Vg) Diagramm der ECC99. Die farbigen Linien sind die Simulation, die schwarzen gehören zum Datenblatt. Im Datenblatt verläuft üblicherweise eine Arbeitsgerade von rechts unten nach links oben, d.h. Abweichungen zwischen Datenblatt und Simulation rechts oben sind nicht relevant.



Bild: ECC99 Modell mit bester Übereinstimmung bei Vg=0V und Vg=-16V.

Das q3 Modell ist nicht gut für kleine Gitterspannung der ECC99 geeignet. Auf der anderen Seite erreicht die ECC99 bei spätestens Versorgungsspannung 300V ihre Verlustleistungsgrenze von 5 Watt pro Triode nach meiner Simulation. Das ECC99 Subcircuit:

.SUBCKT ECC99 A G K
* JJ Datenblatt Version 2024-06-19
* q3 Modell Vg=0V, -16V
.param mu=22
.param S=3.50m Vc=-0.03 q=1.02 dS=-0.5m
.param B=0.1
.param Vw=-513m Vo=86.2m Io=12.2m
.func f(Vg,Va) {(S+dS*sqrt(uramp(-Vg)))*(Va**q/mu+Vg+Vc)**1.5}
.func Ia(Vg,Va) {f(Vg,Va)*sqrt(Va)/(sqrt(Va)+B*sqrt(uramp(Vg)))}
.func Ign(Vg,Va) {f(Vg,Va)*B*sqrt(uramp(Vg))/(sqrt(Va)+B*sqrt(uramp(Vg)))}
.func Igp(Vg) {Io*exp(Vg/Vo)}
Cg    G    K    5.1p
Ca    A    K    5.8p
Cag   A    G    0.91p
Ba    A    K    I=Ia(V(G,K),V(A,K))
Bg    G    K    I=if(V(G,K)<Vw,Igp(V(G,K)),Ign(V(G,K),V(A,K)))
.ENDS


Die ECC81 oder 12AT7 hat "hohe Verstärkung, niederer Innenwiderstand" laut Radiomuseum. Für mich sind E88CC und ECC81 bessere Alternativen zu ECC83, wenn es um HiFi geht. Das Ia=f(Ua,Ug) Diagramm aus dem Philips Datenblatt mit eingezeichneten q3 Röhrenmodell:



Das q3 Modell der ECC81:

.SUBCKT ECC81 A G K
* 12AT7, Philips Datenblatt Version 2024-06-18
* q3 Modell Vg=0V, -8V
.param mu=60
.param S=1.64m Vc=0.82 q=1.051 dS=-0.386m
.param B=0.1
.param Vw=-513m Vo=86.2m Io=12.2m
.func f(Vg,Va) {(S+dS*sqrt(uramp(-Vg)))*(Va**q/mu+Vg+Vc)**1.5}
.func Ia(Vg,Va) {f(Vg,Va)*sqrt(Va)/(sqrt(Va)+B*sqrt(uramp(Vg)))}
.func Ign(Vg,Va) {f(Vg,Va)*B*sqrt(uramp(Vg))/(sqrt(Va)+B*sqrt(uramp(Vg)))}
.func Igp(Vg) {Io*exp(Vg/Vo)}
Cg    G    K    2.3p
Ca    A    K    0.45p
Cag   A    G    1.6p
Ba    A    K    I=Ia(V(G,K),V(A,K))
Bg    G    K    I=if(V(G,K)<Vw,Igp(V(G,K)),Ign(V(G,K),V(A,K)))
.ENDS


Die EL86 und die PL508 sind wahrscheinlich die besten 12W Pentoden für Triode-Schaltung. Beide Pentoden sind in Triode-Schaltung niederohmig wie 2A3, 300B oder KT88. "Pragmatiker" schrieb in HiFi-Forum: "Wenn man mit sehr wenig bis gar keiner Über-Alles-Gegenkopplung fahren will, dann muß der Innenwiderstand der Endstufe so klein wie möglich sein - und dann scheiden Pentoden meistens aus. Bei Zeilenendröhren führt der Triodenmodus einer eh schon relativ niederohmigen Röhre (verglichen mit 'normalen' Leistungspentoden) nochmals zu deutlicherer Niederohmigkeit, was - wie vorstehend skizziert - bei gegenkopplungsarmen Schaltungen überhaupt kein Schaden ist."

Zusammenfassung Elektronenröhre Modelle

Die van der Bijl Formel von 1920 und die Tank Formel von 1922 sind im Jahr 2024 immer noch der Kern meiner Elektronenröhre Modelle. Mich erstaunt das tiefe Verständnis der beiden Herren. 1922 war weder die Pentode noch die Beam Tetrode entwickelt! Meine neuen Parameter q und dS lassen sich gut und "rückwirkungsfrei" in die alten Formeln einbauen. Die Simulation erfolgt schnell und gut. Ich bin mit meinen Modellen zufrieden. Dank potenzielle Regression in LibreOffice Calc kann jeder aus Datenblatt oder Trace selbst Modelle bauen. Hier einige Rechenblätter:

ECC81Rechenblatt q3 Modell
E83CC Rechenblatt q3 Modell
E88CC Rechenblatt q3 Modell
PCC88 Rechenblatt q3 Modell
ECC99 Rechenblatt q3 Modell
E84L Rechenblatt q3 Modell
EL86 Rechenblatt q3 Modell
PL508 Rechenblatt q3 Modell


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