Software Defined Radio "Blueberry SDR"

Version: 26.Mai.2017
Autor: Andre Adrian, DL1ADR


Liebe Elektor Leser, hier klicken für Röhren Audions.


Einleitung

Willkommen auf dieser Funkamateur Seite! Es geht um den Selbstbau von Kurzwelle Radioempfängern mit Röhren, mit FET und mit Transistoren. Funkamateure können hier Schaltungen für Transceiver bis 100W Ausgangsleistung auf Kurzwelle finden oder ein Röhren Handie-Talkie (Walkie-Talkie). Es gibt Tipps für SDR Software wie PowerSDR, Dream und Digipan. Die Grundlagen von Hochfrequenz (Kurzwelle) Schaltungen mit FET und Röhren werden erklärt. Eine kleine Historie der Audion Radioschaltungen von 1907 bis 1950 ist auch zu finden. Die nötigen Bauteile gibt es im Jahr 2010 immer noch zu kaufen.
Viel Freude beim Selber-Machen.
Seit kurzem besteht ein Meinungsaustausch mit Klaus Raban, DM2CQL, und Uli Else, DL5BTE. Die Blueberry SDR 7 Schaltung, ein Balance-Mischer mit BF245A, ist das erste Ergebnis dieser Zusammenarbeit.


Inhaltsverzeichnis

Was ist ein SDR (software defined radio)?

Es gibt verschiedene Bauformen von Software Defined Radios. Gemeinsam ist allen SDR Geräten die Modulation und Demodulation durch Software. Amplitudenmodulation auf Mittelwelle, Frequenzmodulation auf Ultrakurzwelle oder Orthogonal Frequency Division Multiplex (OFDM) Modulation und Advanced Multiband Excitation (AMBE) Modulation auf Kurzwelle werden mit einem Analog/Digitalwandler, einer CPU und einem Digital/Analog Wandler (de-)moduliert. Starke Unterschiede zwischen SDR Empfängern gibt es bei der Nutzung des AD-Wandler. Im älteren Konzept wird die Hochfrequenz durch einen IQ-Mischer auf eine niedrige Zwischenfrequenz von z.B. 12kHz umgesetzt und dann mit Niederfrequenz AD-Wandlern digitalisiert. Im neueren Konzept wird die Hochfrequenz direkt digitalisiert. Für die Weiterverarbeitung wird ein Frequenzbereich durch digitale Hardware (FPGA Baustein mit Direct Down Conversion Algorithmus) heruntergemischt und über eine digitale Schnittstelle (USB, Firewire) an den PC weitergereicht. Im PC demoduliert ein Programm die Daten. Ausgabe erfolgt über den DA-Wandler der Soundkarte.
Anstelle von unterschiedlicher (De-)Modulations-Hardware für jede Modulationsart wird ein Universalrechner (z.B. Personal Computer) oder ein Digitaler Signal Prozessor (DSP) eingesetzt um die (De-)Modulation und weitere Zwischenfrequenz- und Niederfrequenz-Aufgaben wie Automatic Gain Control (AGC), Unterdrückung von Pfeiftönen (Notch-Filter) oder Denoising in Software ausführt.
Die Modulationsarten OFDM für Digital Radio Mondiale (DRM) und AMBE für Digital Smart Technology for Amateur Radio (D-Star) werden auch in traditionellen Superhetempfängern durch einen DSP (de-)moduliert. SDR kann als Wiedergeburt der einfachen Empfänger gesehen werden: im IQ-Mischer Konzept gibt es nur noch eine "lächerliche" Zwischenfrequenz und im DDC Konzept gibt gar keine Zwischenfrequenz mehr.


SDR Radios

SDR Radios sind noch Nischenprodukte. Mit dem FT-450 Transceiver zeigt Yaesu zum konkurrenzfähigen Preis die Vorteile von SDR: der DSP (Digitale Signal Prozessor) berechnet einen schmallbandigen CW Filter welcher im FT-897D Transceiver als Option YF-122C zusätzlich zu kaufen ist.

SDR Bausätze


Schaltmischer Theorie

Schaltmischer wie der QSD, die 74HC4066 Mixer und der H-Mode Mixer funktionieren. Die Theorie kann auch erklären warum. Ausgangspunkt ist die Multiplikation. Werden an die beiden Eingänge eines Multiplizierers zwei Sinussignale mit unterschiedlicher Frequenz geführt entsteht am Ausgang die Summenfrequenz f1 + f2 und die Differenzfrequenz |f1 - f2|. Die Betragstriche | | zeigen das die Differenzfrequenz positiv ist.
Bei einem Schaltmischer ist das eine Signal sinusförmig, das andere Signal ist ein Rechtecksignal mit üblicherweise Tastverhältnis 1:1. Ein Rechtecksignal der Frequenz f1 besteht minimal aus Sinussignalen der Frequenz f1, 3*f1, 5*f1, ...
Die Amplitude (Pegel, Stärke) der Sinussignale in einem Rechtecksignal nimmt mit zunehmender Frequenz ab. Die Fourier-Koeffizienten einer Rechteckschwingung sind (aus Wesarg):
   
Die Amplituden sind 1Vss für die Grundschwingung, 1/3Vss für die 3. Harmonische, 1/5Vss für die 5. Harmonische usw. Oder 0dB für die Grundschwingung, -9.5dB für die 3. Harmonische, -14dB für die 5. Harmonische usw. Erst die 101. Harmonische ist kleiner als -40dB.
Die Mischung in einem Schaltmischer sind deshalb mehrere parallel laufende Multiplikationen. Mit einem Sinussignal f2 ergibt das Rechtecksignal f1 minimal die Mischfrequenzen f1 + f2, |f1 - f2|, 3*f1 + f2, |3*f1 - f2|, ...
Das sind die Mischprodukt-Frequenzen beim Heraufmischen im Modulator von Niederfrequenz auf modulierte Hochfrequenz. Beim Heruntermischen im Demodulator zum Empfang gelten die gleichen Formeln. Die Auswirkung beim Empfang sind einmal der Spiegelfrequenzempfang aufgrund von f1 + f2 und |f1 - f2|. Weiterhin gibt es den Oberschwingungsempfang (Oberwellenempfang, Harmonische, harmonics reception) aufgrund von 3*f1 + f2, |3*f1 - f2|, ...
Ist das Signal f2 nicht sinusförmig gibt es natürlich auch Mischprodukte der Form n*f1 + m*f2 und |n*f1 - m*f2| mit n und m positive, ganze Zahlen. Bei einem Balancemischer (balanced mixer) ist n eine ungerade positive ganze Zahl. Bei einem Doppel-Balancemischer (double balanced mixer) sind n und m beide ungerade ganze positive Zahlen.
Die üblichen Schaltmischer für Direktüberlagerungsempfänger wie BlueberrySDR 2 bis BlueberrySDR 5 sind keine Balancemischer. Der H-Mode Mixer ist ein Doppel-Balancemischer.


Abbildung: Harmonische einer Rechteck-Schwingung mit 1Vss aus Omtec Dokument.


Vor- und Nachteile im Vergleich zum Superheterodyne Empfänger

Der erste gut verkaufte Superhet war der RCA Radiola AR-812 von 1924. Seit dieser Zeit wird die Superhet Schaltung für Radioempfänger benutzt. Der Superhet bringt die Radiofrequenz auf eine üblicherweise niedrigere Zwischenfrequenz. Für diese feste Zwischenfrequenz lassen sich schmallbandige Filter bauen. Die Nachteile des Superhets sind der Spiegelfrequenzempfang. Spiegelfrequenzempfang bedeutet bei einem Mittelwellen-Superhet mit 455kHz Zwischenfrequenz, dass ein Sender bei 600kHz und ein Sender bei 1510kHz auf die gleiche Zwischenfrequenz gemischt werden und deshalb gleichzeitig empfangen werden. Die Ursache liegt im Mischer: Erwünscht ist der Mischterm Oszillatorfrequenz - Zwischenfrequenz = Empfangsfrequenz, geliefert wird aber auch der Mischterm Oszillatorfrequenz + Zwischenfrequenz = Empfangsfrequenz. Im Beispiel ist dies 1055kHz - 455kHz  = 600kHz und 1055kHz + 455kHz = 1510kHz.
In der Praxis sind die ZF-Verstärker nicht perfekt linear in einem grossen Dynamikbereich. Quadratische Anteile in der Kennlinie der Bauteile wirken als unbeabsichtigte additive Mischer und erzeugen unerwünschten Mischprodukte der verschiedenen Frequenzen im Superhet welche zu den Superhet typischen Pfeiftönen führen.
Ein Doppelsuper erlaubt gute Spiegelfrequenzunterdrückung und gute Trennschärfe und ist heute der Stand der Technik bei Kurzwellen Empfängern.
Ein SDR Frontend mit IQ Mischer ist ein Superhet mit einer niedrigen ZF von z.B. 10kHz. Bei einem echten Homodyne Empfänger (Zero-IF receiver) ist Oszillatorfrequenz gleich Empfangsfrequenz. Keine Zwischenfrequenz bedeutet keinen Spiegelfrequenzempfang. Die Oszillatorfrequenz wird auf 0Hz heruntergemischt. Diese Mischung erzeugt ein 1/f Rauschen (rosa Rauschen) mit Maximum bei 0Hz. Damit das rosa Rauschen nicht stört wird eine niedrige Zwischenfrequenz eingesetzt. Optimal ist Zwischenfrequenz gleich Kanalraster oder zweifaches Kanalraster. Bei Mittelwelle ist das Kanalraster 9kHz (ZF=9kHz), bei Kurzwelle 5kHz (ZF=10kHz). Wegen der im Direktüberlagerungsempfänger (direct conversion receiver) verwendeten ZF gibt es einen Spiegelfrequenzempfang. Die Spiegelfrequenzunterdrückung bei einer ZF von 10kHz ist 40dB bis 60dB. Das Oszillatorsignal ist ein Rechtecksignal der Frequenz f mit Tastverhältnis 1:1. Im Oszillatorsignal sind somit die Sinussignale f, 3*f, 5*f, ... enthalten. Deshalb gibt es einen Empfang auf der dreifachen, fünffachen, ..., Empfangsfrequenz. Am Empfangsort der Autors stören z.B. Rundfunksender im 41m Band (6MHz) das 160m Amateurfunkband (2MHz), ein Beispiel für 3*f. Ein starker Kurzwellensender auf 17700kHz ist auf 5900kHz zu empfangen, wieder ein 3*f Fall. Weiterhin stört ein UKW Sender im Nachbarort bei 100MHz den Empfang auf 20MHz, hier liegt 5*f vor. Gegen den Empfang aufgrund der Oszillator Harmonischen helfen Tiefpassfilter vor dem Schaltmischer. Die Tiefpassfilter sind praktischerweise ungefähr oktavmäßig gestaffelt: Grenzfrequenz 2MHz für das 160m Band, 4MHz für das 80m Band, 8MHz für das 40m Band, 16MHz für das 30m und 20m Band und 32MHz für das 17m bis 10m Band. Von den verschiedenen Tiefpassfiltern ist immer nur einer aktiv. Ein 5-poliger Chebychev Tiefpass bringt 60dB Unterdrückung für 3*f. Das dürfte im Normalfall für die Unterdrückung von Oberwellen Empfang in einem SDR Empfänger genügen.

Der Schaltmischer mischt als down converter natürlich auch Frequenzen grösser der halben Abtastfrequenz des Analog-Digital Wandlers von der Radiofrequenz auf das Basisband (baseband). Ohne steile Anti-Aliasing-Filter werden die "zu hohen" Basisband Frequenzen vom Analog-Digital Wandler in niedrigere Frequenzen unterhalb der halben Abtastfrequenz umgesetzt. Die Anforderung an Anti-Aliasing Filter wird bei Überabtastung (Oversampling) kleiner. Bei Oversampling arbeitet die Soundkarte mit z.B. 48kHz Abtastung, der Tiefpass im SDR Radio hat eine -3dB Frequenz von nur 10kHz anstelle der üblichen 24kHz. Die Integrationskondensatoren bzw. die Pi-Glieder im QSD bilden einen Tiefpass.
Zusammengefasst: Ein IQ Schaltmischer hat nicht die bekannten Probleme eines Superhets, hat aber seine eigenen Probleme. Hauptvorteil des Schaltmischer ist der Aufbau aus günstigen Standard Bauteilen welche zwar für andere Zwecke entwickelt wurden, aber prima geeignet sind wie die Analogschalter 74HC4066 und 74HC4053 sowie die rauscharmen Niederfrequenz Operationsverstärker LM833 und NE5532. Weiterhin ist bei einem Software Defined Radio HF-Frontend kein oder nur wenig Abgleich nötig.
Ein Schaltmischer basierter SSB Modulator mit heutzutage 40dB Unterschied zwischen den Seitenbänder kann noch nicht mit den 60dB Unterschied eines traditionellen Quarzfilter Modulators mithalten. Allerdings, die Quarzfilter Technik ist ausgereift und die Schaltmischer Technik steht noch am Anfang. Einmal ausgereift dürften die Vorteile überwiegen: großsignalfest und leicht zu beherrschende ungewollte Mischprodukte (3*f) wenn in einem Schritt von Niederfrequenz auf Radiofrequenz umgesetzt wird.

Einsteiger Kurzwelle Transceiver

Die Anzahl der aktuell lieferbaren Einsteiger Kurzwelle Transceiver ist überschaubar. In der Preisklasse bis 1000€ bei einer Ausgangsleistung von 100W gibt es die Geräte:
Ein klassischer SSB Empfänger benutzt einen 2,4kHz breiten Quarzfilter auf einer Zwischenfrequenz von 9MHz oder 10,7MHz. Dieses Konzept wird vom Kenwood TS-480 umgesetzt. Die günstige klassische Methode ist ein Keramikfilter auf einer Zwischenfrequenz von 455kHz. Der Alinco DX-SR8E benutzt dies. Die moderene Alternative ist Zwischenfrequenzfilterung in Software. Das Flexradio und der Yaesu FT-450 realisieren das. Der Icom 7200 hat vor der Softwarefilterung noch eine Hardwarefilterung mit einer Zwischenfrequenz von 455kHz. Der Nutzen dieser doppelten Filterung dürfte klein sein. Die erste Zwischenfrequenz von über 60MHz erlaubt Spiegelfrequenzunterdrückung ohne aufwendige Bandfilter. Der Elecraft K2 mit guten Bandfiltern und Zwischenfrequenz von 4,9MHz zeigt das eine hohe erste Zwischenfrequenz nicht nötig ist.
Der Autor hat einen Yaesu FT-450 mit Antennentuner. Heute würde ich das Modell ohne Antennentuner kaufen und wenn nötig den LDG Z-100Plus Antennentuner für 150€.


Weitere SDR Schaltungen


Was ist Blueberry SDR?

Blueberry SDR ist ein Low-Cost Software Defined Radio Empfänger für Digital Radio Mondiale (DRM) und andere Modulationen. Empfangsbereich ist 1Mhz (Mittelwelle) bis 30Mhz (Kurzwelle). Blueberry SDR ist ein Radioempfänger Frontend für einen Personal Computer. Ein Hauptbestandteil dieses Frontend ist ein Local Oszillator Board mit USB Anschluß. Getestet wurde das Blueberry Demo Board von Cypress, das Peppermint Board von Cypress und der USB Synthesizer Bausatz von SDR-Kits. Entsprechend dem heutigen Stand der Technik wird ein Schaltmischer (commutative mixer) eingesetzt. Alle hier vorgestellten Schaltmischer sind Inphase- und Quadrature (IQ) Mischer die in einem Schritt von Hochfrequenz auf Niederfrequenz umsetzen (Homodyne, Direct conversion).
Das Blueberry Demo Board ist nicht mehr lieferbar.

CY30703 Blueberry board

Abbildung links: Das Cypress Blueberry Demo Board wird als über USB Anschluss einstellbarer Local Oszillator im Blueberry SDR verwendet.
Abbildung mitte: Das Cypress Peppermint Demo Board funktioniert ebenfalls.
Abbildung rechts: Der USB Synthesizer von SDR-Kits ist ein Local Oszillator Bausatz mit Si570.


Quadrature Sampling Detector - ein moderner Geradeausempfänger

Ein Kristalldetektor-Geradeausempfänger ist der älteste und primitivste Radioempfänger. Eine Antenne nimmt die Radiowellen auf, ein Detektor mit Integrationskondensator wandelt die Amplituden modulierte Radiofrequenz in eine Niederfrequenz um und im Kopfhörer hört man dann den am Empfangsort stärksten Radiosender. Ein Schwingkreis ist nicht nötig, solange der lokale Sender lautstärkemäßig alle anderen Sender übertönt.

Der Detektor im Geradeausempfänger ist ein Schalter. Eingeschaltet bei positiven Halbwellen der Radiofrequenz, ausgeschaltet bei negativen Halbwellen der Radiofrequenz. Durch dieses Ein-Ausschalten im Takt der Radiofrequenz wird der Integrationskondensator nach dem Schalter entsprechend der Amplitudenmodulation des Radiosignals aufgeladen. Der Schalter kann auch im Takt der Empfangsfrequenz ein- und ausgeschaltet werden. Während 180° der Phase ist der Schalter geschlossen und lässt die positive Halbwelle der Hochfrequenz durch, während der restlichen Zeit ist der Schalter offen und sperrt die negative Halbwelle.

Bei dem QSD oder Tayloe Mischer werden 4 Schalter und dementsprechend auch 4 Kondensatoren eingesetzt. Die Schalter werden mit der 4-fachen Radiofrequenz ein- und ausgeschaltet. Dabei ist immer nur ein Schalter geschlossen, die anderen sind offen. Zusammen ergibt dies eine Abtastschaltung (Sample-and-Hold) für die Spannungspegel bei 0°, 90°, 180° und 270°  Phasenlage der Radiofrequenz. Aus den 4 Spannungswerten an den Integrationskondensatoren werden im zweiten Schritt die Inphase und Quadrature (IQ) Spannungswerte erzeugt. Dabei ist I der 0° Spannungswert minus dem 180° Spannungswert und Q ist der 90° Spannungswert minus dem 270° Spannungswert. Weil das IQ Signal vorliegt können im Empfänger oder in der SDR-Software auf dem PC alle Modulationsverfahren demoduliert werden, nicht nur die Amplitudenmodulation.

Neben dem vorgestellten 4-Kondensatoren QSD gibt es den Schaltmischer mit symmetrischen HF-Trafo und 2-Kondensatoren der z.B. im Softrock SDR Version 6 verwendet wird. Beim QSD Mischer ist ein Schalter während 90° der Radiofrequenz Schwingung geschlossen. Bei Schaltmischern ist ein Schalter während 180° der Schwingung geschlossen.


Pi-QSD, ein besserer Quadrature Sampling Detector

Die Integrationskondensatoren im QSD sind ein schlechter Kompromis. Als reine Sample&Hold Kondensatoren können sie - je nach Innenwiderstand des folgenden Verstärkers - unter 1nF sein. Für das Kurzschließen von HF-Anteilen am Schalterausgang können sie nicht gross genug sein - so 47nF und grösser. Besser als ein Integrationskondensator ist ein Butterworth Tiefpass als Pi-Glied bestehend aus erstem Kondensator gegen Masse, querliegende Induktivität und zweiten Kondensator gegen Masse. Mit dem Tiefpass 3.Ordnung ergibt sich eine Integrationsschaltung mit kleiner Kapazität und eine gute HF-Unterdrückung.


T-Mode Mixer

Von Colin Horrabin, G3SBI, stammt der H-Mode Mixer, ein leistungsfähiger Doppel-Balancemischer der im CDG2000 Transceiver eingesetzt wird. Ha-Jo Brandt, DJ1ZB, hat im Pottenstein-RX einen Schaltmischer mit HF-Trafo ohne Mittelanschluß verwendet. Von Andre Adrian, DL1ADR, kommt der T-Mode Mixer, eine Kombination dieser beiden Konzepte. Wie beim H-Mode Mixer liegt ein Anschluß der Analogschalter auf Masse. Das Hochfrequenzsignal läuft nicht durch die Schalter wie beim QSD oder Pottenstein-RX. Dadurch ist die Spiegelfrequenzunterdrückung bei gleichem Analogschalter 74HC4066 besser. Beim T-Mode Mixer wird pro Kanal nur ein Umschalter und nur ein einfacher HF-Trafo ohne Mittelanschluß benötigt. Die beiden Anschlüsse der Sekundärwicklung von L1 werden durch den Analogschalter S1 im Takt der LO Oszillatorfrequenz wechselweise auf Masse gelegt. Wenn der Schalter den unteren Anschluß der Sekundärwindung auf Masse legt wird der Kondensator C1 über den Widerstand R1 auf die Spannung am oberen Anschluß der Sekundärwindung geladen und gleichzeitig über R2 entladen. Wenn der Schalter den oberen Anschluß auf Masse legt wird der Kondensator C1 über Widerstand R2 geladen und über R1 entladen. Im Kondensator C1 entsteht trotz gleicher Zeitdauer für Laden und Entladen eine Niederfrequenz-Spannung weil beim Aufladen die Sekundärwicklung im Stromkreis enthalten ist und beim Entladen nicht. Die Hochfrequenz-Spannung zwischen den beiden Anschlüssen der Sekundärwindung bewirkt das der Ladestrom grösser als der Entladestrom ist. Eine Ladung bildet sich im Kondensator und damit eine Spannung am Kondensator welche der positiven Hüllkurve der Hochfrequenz entspricht. Anstelle von Widerständen R1 und R2 können auch Induktivitäten benutzt werden für den Tiefpass.
Die SDR 5 Schaltung und die SDR 6 Schaltung realisieren einen T-Mode Mixer mit zwei Kanälen für I und Q. Bei nur einem HF-Trafo ohne Mittelanschluß sollte es beim T-Mode Mixer keine Symmetrieprobleme wie beim H-Mode Mixer mit seinen 3 oder 2 HF-Trafos mit Mittelanschluß geben. Der T-Mode Mixer als Schaltmischer kann gut in einem Direktüberlagerungs- (Homodyne, Direct Conversion) Empfänger eingesetzt werden. Der T-Mode Mixer ist auch als Modulator einsetzbar. Dann wird am AF Anschluß eingespeist und am HF Anschluß liegt das Hochfrequenzsognal mit Trägerunterdrückung oder Double Side Band (DSB) Signal. Mit einem IQ Mischer lassen sich auch alle anderen Modulationen wie Single Side Band (SSB), PSK31 usw. erzeugen.



Bild: T-Mode Mixer Prinzip


Umbau Funkamateur SDR-Einsteiger-Kit auf Blueberry Local Oszillator

Für allererste praktische Versuche mit dem Blueberry Board als Local Oszillator kommt das SDR-Einsteiger-Kit aus Funkamateur 9/2006 gerade recht. Es wurde der 40m Kit bestellt. Folgende Bestückungsänderungen wurden vorgenommen:
C1 durch eine Drahtbrücke ersetzen
C2 nicht bestücken
QG1 durch das Blueberry Module ersetzen. Dabei QG1 Pin 1 GND mit Blueberry Pin GND verbinden. QG1 Pin 8 CLK mit Blueberry Pin CLK6 verbinden.
Durch die Schaltungsänderung bleibt vom Eingangsschwingkreis C1, C2, L1 nur noch die Induktivität L1 übrig. Für maximale Induktivität Kern ganz reindrehen. Der Quarzoszillator wird durch den Blueberry CLK6 Ausgang ersetzt. Der erste Test fand in den Abendstunden im November 2006 statt. Eine Soundblaster Audigy PCI Soundkarte im 48kHz/16bit Modus, das Programm KGKSDR von der SDR-Einsteiger-Kit CD für die Demodulation und das Programm CyberClocks für die Frequenzeinstellung haben sofort ein Short Wave Listen auf 3955kHz von dem Sender KBS (Korean Broadcast Service - über europäisches Relais) ermöglicht. Auch der Empfang auf Mittelwelle war gut möglich.
Die Frequenzlage beim KGKSDR Programm ist korrekt, wenn Q-Ausgang mit der Spitze des 3,5mm Klinkensteckers (Linker Kanal) und I-Ausgang mit dem Ring (Rechter Kanal) verbunden wird. In der Frequency Zeile habe ich als Merkhilfe neben der echten Frequenz von z.B. 3985kHz auch die vierfache Frequenz von 15,94MHz für das Cyberclocks Programm eingegeben.
Die unten gezeigte Montage sollte es erlauben das Blueberry Module mit in das Blechgehäuse des SDR-Einsteiger-Kits zu bauen, oder ist die Antennen-Buchse im Weg? Es ist nur ein zusätzlicher Ausschnitt für die USB Buchse nötig.




Download, Installation und Betrieb der Blueberry Steuersoftware

Zuerst sollte ein Peppermint Board bestellt werden. Bestellung mit Kreditkarte über die Cypress Online Store Seite ganz einfach. Leider kommen auf die 20 US-Dollar Board Preis noch 35 US-Dollar Versandkosten drauf. Dafür war meine Lieferung aber auch innerhalb einer Woche da.
Die CyberClocks Software für MS-Windows gibt es erst nach einer Registrierung bei Cypress. Ohne vorheriges Log-In bringt der Download Link nur eine verwirrende Fehlermeldung! Also zuerst hier registrieren und dann Software laden.
Die Datei CyberClocks.zip mit Winzip oder ähnlichem auspacken. Die Datei CyberClocks.exe installiert sich bei Doppelklick. Auf Wunsch wird ein Icon CyberClocks angelegt. Dieser Icon startet das Rahmenprogramm. Für das Blueberry Module wählen wir ISR und dann CY27EE16. Für das Peppermint Module ist CyClocksRT und CY22393 richtig. Diese Klickorgie bringt uns zum eigentlichen Programm. Beide Module arbeiten mit einem 10MHz REF Quarz, bitte eingeben. Für den SDR-Einsteiger-Kit wird CLK6 verwendet. Hier die 4-fache Frequenz eingeben. Mit dem Calculate Button berechnet das Programm die erzeugte Frequenz. Diese kann etwas von der gewünschten Frequenz abweichen. Zum Abschluss über Menüpunkt Option, dann Candy Board Setup und Send die Frequenzeinstellung über USB an das Module senden. Zur Quittung schaltet die LED auf dem Board von Blinken auf Dauerlicht. Wahrscheinlich ist der USB nach I2C Umsetzer ein ausgewachsener Mikrocontroller und bietet diesen Service.
Die Frequenzwahl bei einem Volksempfänger ist einfacher!




Windows Vista Konfiguration

Die Rechenleistung der CPU wird vom Betriebssystem den einzelnen Programmen nach komplizierten Regeln zugeordnet. Windows Vista läßt den Benutzer über Systemsteuerung, System, Erweiterte Systemeinstellungen, Leistung, Erweitert auf die Prozesszeitplanung Einfluss nehmen. Für gute Audioqualität ohne Klicks und Aussetzer ist Optimale Leistung für Hintergrunddienste nötig. Das Hin- und Herkopieren der Audiodaten erfolgt im Hintergrund. Für Windows XP gibt es die gleiche Einstellmöglichkeit.




Damit die Lautstärketasten am Laptop Inspiron 1520 auf die eingebaute Soundkarte wirken ist diese "Als Standard" bei Wiedergabegeräte anzuwählen.




Blueberry SDR Empfänger

Die Entwicklung der Blueberry SDR Schaltung von Bauteilauswahl über Schaltungsskizzen und Spice Simulation ist hier dokumentiert.


Blueberry SDR 5 Schaltung

In der SDR 5 Schaltung wird mit dem T-Mode Mischer eine Variante des H Mode Schaltmischers von Colin Horrabin, G3SBI, verwendet. Die beiden Anschlüsse der Sekundärwicklung von TR1 werden im Takt der Empfangsfrequenz wechselweise auf Vcc/2 Potential gelegt. Der traditionelle H Mode Mischer benötigt 4 Analogschalter für einen Kanal und 2 Sekundärwicklungen mit Mittelanschluß. Die hier vorgestellte Variante benötigt nur 2 Analogschalter pro Kanal und eine Sekundärwicklung ohne Mittelanschluß. Trotz des geringen Aufwandes wird sehr gute Leistung bei Spiegelfrequenzunterdrückung und IP3 erreicht. Das ist die bis jetzt beste SDR Schaltung mit einem 74HC4066.
Beim 74HC4066 ist der 3*f Empfang um 10dB schwächer als der "echte" Empfang. Ein 2*f Empfang wird nicht festgestellt. Anstelle des 74HC4066 läßt sich auch der pin-kompatible MAX4614 einsetzen. Das SMD IC FST3125 aus dem H-Mode Mischer funktioniert ebenfalls. Der FST3125 und MAX4614 haben im 17m Band eine schlechtere Spiegelfrequenzunterdrückung als der 74HC4066.
Alle Widerstände sind Metallschicht 0.6W mit 1% Toleranz. C1 und C2 sind NP0 Vielschicht Kondensatoren mit 5% Toleranz. C3 und C4 sind WIMA MKS-2 mit 5% Toleranz. C5 bis C8 sind X7R Vielschicht. L1 bis L3 sind SMCC Spulen oder 3 Windungen Kupferlackdraht durch Ferrit-Dämpfungsperle DFP 5,0 aus Ferroxube 3b. TR1 hat 3 mal 8 Windungen trifilar auf FT37-61 Amidon Ferritringkern. Kupferlackdraht mit 0.3mm Durchmesser benutzen. Der NE5532A Operationsverstärker ist für Vcc ab 6 Volt spezifiziert, funktioniert aber schon mit 5 Volt. Natürlich geht auch der LM833 Operationsverstärker. Die Reihenschaltung D1 und LED1 bildet eine 2.5 Volt Spannungsreferenz. LED1 ist eine gelbe 3mm LED mit 2mA Stromaufnahme (low current LED).



Die folgenden "Spektrumanalyser" Bilder stammen vom Breadboard Aufbau der SDR 5 Schaltung. Ein HF-mäßiger Aufbau in "ugly construction" dürfte die Ergebnisse noch um einige wenige Dezibels verbessern. Mehr Verbesserung der Spiegelfrequenzunterdrückung dürfte der Einsatz von zwei 74HC4066 ICs bringen. Einmal ist Parallelschaltung möglich - einfach zwei 74HC4066 huckepack löten. Dadurch sinkt der Ron (Widerstand im Zustand EIN). Eine Reihenschaltung der Analogschalter wie in der Erweiterung der SDR 0 Schaltung ist ebenfalls möglich. Dadurch steigt die OFF Isolation (Dämpfung im Zustand AUS).



Abbildung links: SDR 5 Spiegelfrequenzunterdrückung besser als 50dB bei 5955kHz. Anzeige von KGKSDR Software. Die Spitze bei 5945kHz ist das rosa Rauschen des Oszillators.
Abbild ung rechts : SDR 5 Spiegelfrequenzunterdrückung von 40dB bei 17700kHz. Anzeige von KGKSDR Software.




Abbildung links: SDR5 SSB Empfang im 20m Amateurfunk Band. Anzeige von KGKSDR Software.
Abbildung rechts: SDR5 RTTY Empfang im 10m Amateurfunkband. Spiegelfrequenzunterdrückung ist knapp 30dB. Anzeige von KGKSDR Software.


Blueberry SDR 6 Schaltung



Abbildung: Blueberry SDR 6 Schaltung auf Breadboard. Von links nach rechts: Tiefpassfilter, HF Trafo, 74HC4066, 74AC74, HF Trafo für LVDS an CMOS Anpassung und Si570 Local Oszillator. Darunter E-MU Tracker Pre USB Audio Interface.


Gute Mikrofonverstärker haben einen symmetrischen Eingang. Die USB Soundkarte E-MU Tracker Pre bietet zwei symmetrische Mikrofoneingänge mit 6.3mm Klinkenbuchse oder XLR Buchse. Dabei ist Spitze des Klinkenstecker der + Eingang, Ring ist - Eingang und Schaft ist Abschirmung. Der Opamp NE5532A wird nicht mehr benötigt. Die Tracker Pre Soundkarte erlaubt 96kHz Abtastfrequenz bei 24bit Auflösung. Wer 192kHz Abtastfrequenz nutzen will der muß zum teureren E-MU 0404 USB greifen.
Der E-MU Tracker Pre hat 110dB Signal-to-Noise (SNR) und 110dB Dynamikumfang bei minimaler Verstärkung laut AMAZONA.DE Test. Im Datenblatt des AK5385 AD-Wandler wird 114dB angegeben. Die Verstärkungs Einsteller (Gain) des Tracker Pre dürfen bis zur 12-Uhr Position aufgedreht werden, darüber wird der SNR schlechter. Auch bei vollem Gain läßt sich der Tracker Pre gut anhören. Ein unangenehm klingendes "DSP Rauschen" wie beim Yaesu FT-450 gibt es nicht. Der Si570 von Silicon Labs als Local Oszillator liefert eine spektral reineres Signal als die Cypress Chips auf dem Blueberry und Peppermint Modul. Von SDR-Kits gibt es den USB Synthesizer mit USB Schnittstelle als Bausatz. Ein 5-poliges Tiefpassfilter am Eingang reduziert Oberwellenempfang.
Alle Widerstände sind Metallschicht 0.6W mit 1% Toleranz. Für C1 bis C3 und L3 bis L4 siehe unten. C4 bis C6 sind X7R Vielschicht. C7 ist Elko 16V. L1 und L2 sind SMCC Spulen oder 3 Windungen Kupferlackdraht durch Ferrit-Dämpfungsperle DFP 5,0 aus Ferroxube 3b. L5 bis L8 sind SMCC Spulen. TR1 ist ein Mini-Circuits T-622-X65 Trafo. X1 und X2 sind 6.3mm Stereo Klinkenbuchse. Die Reihenschaltung D1 und LED1 bildet eine 2.5 Volt Spannungsreferenz. LED1 ist eine gelbe 3mm LED mit 2mA Stromaufnahme (low current LED).




Die Bauteile C1, L3, C2, L4 und C3 bilden einen 5-poligen Tiefpassfilter. Für gute 3*f Dämpfung ist der Filter als Chebyshev Filter mit 1dB Welligkeit ausgeführt. Das Amateurband sitzt auf dem letzten Buckel des Passbandes. Deshalb ist die Grenzfrequenz des Filters etwas größer als die obere Frequenz des Amateurfunkbandes. Als Bandwahlschalter ist ein 2 x 6 Type nötig wie der DS2 aus dem Reichelt Katalog.
Damit der Tiefpass in der Praxis seine 60dB Dämpfung bei 3*f liefert sind Bauteile mit kleiner Toleranz nötig. Im Bereich 1nF bis 10nF gibt es Glimmer Kondensatoren mit 1% Toleranz. Günstiger sind Styroflex Kondensatoren mit 2.5% Toleranz und NP0 Vielschicht Kondensatoren mit 5% Toleranz. Induktivitäten gibt es mit 5% Toleranz in SMD Bauform 1206. Mit einem Meßgerät wie dem L/C Meter IIB von AADE Neil W. Heckt lassen sich die Bauteile auf 1% genau ausmessen. In Deutschland gibt es den L/C Meter IIB als Bausatz bei Box73.
Das AADE Filterprogramm berechnet die optimalen Werte für die Bauteile. Das sind meistens keine Normwerte. Zur Bauteileumrechnung gibt es die Formel Cneu = Calt * Lalt / Lneu. Dabei sind Calt und Lalt die alten Werte eines L-Gliedes und Cneu und Lneu die neuen Werte. Nach der Umrechnung immer prüfen ob der Filter noch gut genug funktioniert. Die Umrechnungsformel berücksichtigt nicht die gegenseitige Abhängigkeiten der L-Glieder eines Filters.
Band
 Frequenz
 C1, C3
 L3, L4
 C2
160m
 2.1MHz
 1.5nF Styroflex||1.5nF Styroflex 4.4uH (2 * 2.2uH SMD 1206)
 3.3nF Styroflex||1nF NP0
80m
 4.0MHz
 1nF NP0||680pF NP0
 2.2uH SMD 1206
 2.2nF Styroflex||150pF NP0
40m
 7.6MHz
 1nF NP0
 1uH SMD 1206
 1nF NP0||470pF NP0
30m, 20m
 15.2MHz
 330pF NP0||47pF Keramik
 680nH SMD 1206
 470pF NP0||56pF Keramik
17m, 15m
 22.6MHz
 330pF NP0||18pF Keramik
 330nH SMD 1206
 470pF NP0||22pF Keramik
12m, 10m
 30.5MHz
 180pF NP0||12pF Keramik
 330nH SMD 1206
 220pF NP0||47pF Keramik




Abbildung links: Dämpfung 40m 5-poliger Tiefpassfilter Passband. Schwarze Linie ist 0% Toleranz Kurve. Rot sind Monte Carlo Kurven für 5% Toleranz bei C und L und 20% Toleranz bei Q.
Abbildung rechts: Dämpfung 40m 5-poliger Tiefpassfilter Stopband bei 3*f. Gleiche Toleranzen wie vorher. Kurven wurden von AADE Filter Programm berechnet.




Abbildung: SDR 6 Spiegelfrequenzunterdrückung besser als 70dB bei 6075kHz. Anzeige von KGKSDR Software. Tracker Pre Soundkarte mit 96kHz Abtastfrequenz und Si570 Local Oszillator.


Die folgende Tabelle zeigt einige Audio-Interfaces. Dabei sind USB Anschlüsse für Geräte mit wenigen Ein-/Ausgängen typisch und Firewire Anschlüsse für Geräte mit mehreren Ein-/Ausgängen. USB bedeutet nicht automatisch schlechte Audioqualität, genausowenig wie Firewire gute Audioqualität bedeutet. Die günstigsten Geräte haben nur unsymmetrische Eingänge und sind im SNR nicht (viel) besser als die eingebaute Soundkarte. Das beste SNR der 150€ Preisklasse dürfte E-MU 1212m mit dem AK5394A AD-Wandler haben. Es folgen E-MU 0404 USB mit AK5385A und E-MU Tracker Pre mit AK5385. Zwischen Microsoft Vista und den Audio-Interfaces gibt es immer noch Reibereien. Mit Microsoft XP geht es besser. Ich habe einen E-MU Tracker Pre, der läuft unter Microsoft Vista befriedigend. Das KGKSDR Transceiver Programm stürzt ab, das KGKSDR Receiver Programm knistert, aber SDRadio, Winrad und PowerSDR laufen prima.

Soundkarte
 Daten
 Test
 Preis
 Bemerkung
Behringer UCA202
 2 Ein, 2 Aus, 16bit, 48kHz, USB AMAZON.COM
 29 €
 Eingänge unsymmetrisch
Edirol UA-1EX
 2 Ein, 2 Aus, 24bit, 48kHz, USB
 radiomagonline
 69 €
 Eingänge unsymmetrisch
Behringer FCA202
 2 Ein, 2 Aus, 24bit, 96kHz, Firewire
 AMAZONA.DE 89 €
 Eingänge unsymmetrisch
E-MU 1212M PCI
 2 Ein, 2 Aus, 24bit, 192kHz, PCI
 ExtremeTech
 144 €
 Noise Level von -117dBA bei 96kHz
PreSonus INSPIRE 1394
 4 Ein, 2 Aus, 24bit, 96kHz, Firewire
 Electronic Musician 144 €
 nur 2 symmetrische Eingänge
E-MU Tracker Pre
 2 Ein, 2 Aus, 24bit, 96kHz, USB
 AMAZONA.DE
 149 €
 kann auch 192kHz, aber schlecht
E-MU 0404 USB 2 Ein, 2 Aus, 24bit, 192kHz, USB AMAZONA.DE
 199 €
 Noise Level von -113dBA bei 96kHz
Edirol FA-66
 6 Ein, 6 Aus, 24bit, 96kHz, Firewire
 Professional Audio Magazin
 269 €
 4 Ein, 4 Aus bei 192kHz


Der Si570CAC000141DG Chip liefert ein CMOS Signal am Pin 4. Damit der 74AC74 mit CMOS Pegel angesteuert wird muß der Kondensator C7 auf der USB Synthesizer Platine überbrückt werden.



Abbildung: C7 überbrücken damit am Ausgang LO_OUT ein CMOS Signal anliegt. Achtung: Bei Platine Version 1.1 ist der Ausgang CLK+ über den Kondensator mit Widerstand R9 verbunden.


Blueberry SDR 7 Schaltung

Blueberry SDR 7 ist ein Balance-Mischer mit JFET als Schaltmischer. Empfangsbereich ist 2MHz bis 30MHz, oder 160m bis 10m. Am Antenneneingang liegt der 33MHz Tiefpass C1, L1, C2. Der Tiefpass hält die Schaltmischer-Spikes von der Antenne fern. Der Differenzverstärker Q1, Q2 erzeugt ein symmetrisches HF-Signal. Die Emitterfolger Q3, Q4 steuern die Schaltmischer niederohmig an. Die oberen beiden BF245A Analog-Schalter liefert ein symmetrisches NF-Signal für den Quadratur-Ausgang, die beiden unteren für den Inphase-Ausgang. Symmetrisches Eingangssignal, symmetrisches Ausgangssignal sind das Kennzeichen eines Balance-Mischers. Zwischen Source und Drain liegt keine Spannung. Das Gate wird zwischen -1,2V und -0.4V umgeschaltet. Über einen Tiefpass gelangt das NF-Signal zum Differenzverstärker Q5, Q6 und Q7, Q8. Die Transistor Differenzverstärker haben an beiden Eingängen die gleiche Impedanz. Damit sind sie der LM833 Differenzverstärker-Schaltung überlegen.
Die local oscillator Frequenzen LO1 und LO2 erzeugt ein 74AC74 Johnson-Zähler mit 90° Phasenunterschied wie bei Blueberry SDR 6 als IC2A und IC2B gezeigt.
Die Versorgungsspannung des HF-Differenzverstärkers mit BF199 und des NF-Differenzverstärkers mit BC547C sollte durch je einen LC Tiefpass gefiltert werden. Eine Induktivität von 10uH bis 100uH und ein Kondensator von 10nF bis 100nF sind geeignet. Diese Schaltung sollte nur aus Batterien oder Akkus betrieben werden. Schaltnetzteile liefern ekelige Spikes, normale Netzteile sorgen wahrscheinlich für eine Brummschleife.
Alle Bauteile lassen sich bei Reichelt beziehen.


Bild: Schaltplan Blueberry SDR 7 als LTSpice Simulation




Bild links: NF Ausgang Signal, simuliertes Spektrum von Zweitontest Träger 30021kHz, 30024kHz, Quellspannung jeweils 10uV. Mischer-Frequenz 30000kHz.
Bild rechts: NF simuliertes Ausgang Signal von Zweitontest.


Blueberry SDR 8 Schaltung

In der SDR 7 Schaltung sind die Gate-Anschlüsse von zwei FETs zusammengeschaltet. Bei der SDR 8 Schaltung sind die Source-Anschlüsse aller FETs zusammengeschaltet. Die Bauteile J1 und C7 bilden eine Sample&Hold Schaltung. Die Schaltung um J1, J2 hat Ähnlichkeit mit einem neutralisierten Differenzverstärker. Die Neutralisationskondensatoren sind C3, C4. Die grossen Spannungssprünge am Gate werden durch die interne Gate-Drain Kapazität an den Ausgang durchgereicht, der FET arbeitet als Differenzierglied. Die Ansteuerung von J1, J2 erfolgt gegenphasig. Die ansteigende Flanke am Gate von J1 findet zur gleichen Zeit wie die abfallende Flanke am Gate von J2 statt. Der Neutralisationskondensator hat die gleiche Kapazität wie die Gate-Drain Kondensator, wird aber vom gegenphasigen Signal angesteuert und kompensiert (neutralisiert) dadurch die Wirkung des Differenziergliedes.
Der neutralisierte Schaltmischer produziert kein Störsignal für die Antenne. L1 schließt 50Hz Brummspannung am Eingang kurz. Der Spannungsteiler R1, R2, R3 sorgt für eine Source-Spannung von 1,4V. Die 5V Signale des 74AC74 werden mit dem Spannungsteiler R4, R8 auf eine Spannung von 0,9V heruntergeteilt. Die Gate-Spannung liegt zwischen -0,5V und -1,4V. Bei -0,5V Gate-Spannung ist die Source-Drain Strecke niederohmiger als bei -1,4V. Das Ausgangssignal des Schaltmischer gelangt über den Tiefpass C7, R12, C11 und den Tiefpass C8, R13, C12 an den Differenzverstärker Q3, Q4. Die Versorgungsspannung für Q3, Q4 wird gesiebt durch R30, C25. Eine zweite Tiefpassstufe mit C15, R22, C19 und C16, R23, C20 "säubert" das NF-Signal weiter. Anstelle der CRC Tiefpässe können auch CLC Tiefpässe benutzt werden. Der LM833 arbeitet als Differenzverstärker. Die Widerstände Ri, RL-L und RL-Q sind Teil der LTSice-Simulation und werden nicht bestückt.


Bild: Blueberry SDR 8




Bild: LTSpice Simulation Zweitontest mit 20010kHz und 20013kHz bei einer LO Frequenz von 20000kHz.


Frequenzumsetzer 145MHz auf 5MHz

Ein Frequenzumsetzer ist ein Mischer, oft mit 50Ω Impedanz am Eingang und am Ausgang. Ein Frequenzumsetzer als "Vorspann" erlaubt einem Kurzwelleempfänger den Empfang des 2m Amateurbandes von 144MHz bis 146MHz. Die Frequenz 144MHz wird nach 6MHz umgesetzt, die Frequenz 146MHz nach 4MHz. Der hier vorgestellte Frequenzumsetzer ist keine "neue" Schaltung. Das Ziel der Entwicklung war mit aktuell leicht erhältlichen Bauteilen einen nachbausicheren Frequenzumsetzer zu entwickeln. Aktuelle Bauteile bedeuten SMD Bauteile. Diese Bauteile haben bessere Toleranzen als bedrahtete Bauteile.
Der local oscillator (LO) besteht aus einem 50MHz Quarzoszillator V2, einem T-Dämpfungsglied R1 bis R3 und einem Parallelschwingkreis L1, C1 auf 150MHz. Als Oszillatorfrequenz wird die dritte Harmonische benutzt. Die Bauteile V2, R1, R2, R3, L1, C1 sollen SMD Bauteile sein. Der Koppelkondensator C2 ist unkritisch.
Die Eingangsstufe des Frequenzumsetzers beteht aus zwei durch Kondensatoren gekoppelte Parallelschwingkreise, einem kapazitiv gekoppelten Bandfilter. Die Spulen L2, L3 können als Drahtbügel ausgeführt werden oder als gedruckte Spulen auf der Platine. C3 und C5 sind SMD Bauteile mit 5% Toleranz. C4 und C6 besteht aus der Parallelschaltung eines 47pF Kondensators und eines 30pF C-Trimmers. Wichtig für gute Leistung eines Mischers mit SA602 ist hohe Versorgungsspannung von 8V, keine Benutzung des internen Oszillators, symmetrischer Eingang und symmetrischer Ausgang. Der symmetrische Eingang wird mit Übertrager L4 erreicht. Auf einen FT50-61 Ferritring werden zweimal 10 Windungen bifilar aufgebracht. Um Bauteiletoleranzen des SA602, NE602, SA612, NE612 auszugleichen wird die Sekundärseite von L4 mit dem Widerstand R4 belastet.
Die Ausgangsstufe des Mischers besteht aus einem Differenzverstärkers, einem Tiefpass und einem komplementären Emitterfolger um 50Ω Ausgangsimpedanz zu erreichen. Der Differenzverstärker mit Q1, Q2 hat eine kleine Verstärkung. Wichtiger ist die symmetrischen Ausgänge des SA602 in bestmöglicher Qualität zu einem unsymmetrischen Ausgang zusammenzuführen. Der 10MHz Grenzfrequenz Tiefpass besteht aus C10, L5, C11, wieder SMD Bauteile mit 5% Toleranz. Der Emitterfolger ist mit Q3, Q4 bestückt. Ein komplementärer Emitterfolger kontrolliert den Ladekondensator bei der Ladung und der Entladung. Bei einem normalen Emitterfolger kontrolliert der Transistor die Ladung des Lastkondensators, die Entladung wird durch den Lastwiderstand kontrolliert. Für 6MHz Bandbreite genügen die BC Transistoren. Die Transitfrequenz ist immerhin 320MHz.
Zum Abgleich wird ein 145MHz Signal eingespeist. Die beiden C-Trimmer werden auf maximales Ausgangssignal gestellt. Dann ein 146MHz Signal einspeisen und den ersten C-Trimmer auf maximales Ausgangssignal einstellen. Mit einem 144MHz Signal wird der zweite C-Trimmer auf maximales Ausgangssignal gestellt. Da die beiden C-Trimmer sich gegenseitig beeinflussen kann man den Abgleich wiederholen und versuchen mit kleinen Änderungen den besten Abgleich des Bandfilters herzustellen. Für den Abgleich ist ein 2m Sender nötig sowie ein 20MHz Oszilloskop oder ein Kurzwellenempfänger mit Feldstärkeanzeige.

Bild: Frequenzumsetzer mit SA602. Die Bauteile Ri und RL sind Teile der LTSpice Simulation und werden nicht bestückt.




Bild: LTSpice Simulation von Zweitontest mit 145MHz und 145,1MHz Träger. Alle unerwünschten Mischprodukte liegen unter -120dB.


Der SA602 Mischer hat in Funkamateur-Kreisen einen schlechten Ruf. Die interne Oszillatorschaltung ist unbefriedigend. Der IP3 ist bescheiden. Die Ein- und Ausgänge des SA602 müssen symmetrisch beschaltet werden um gute Leistung aus dem SA602 herauszuholen. Der SA602 und seine pinkompatiblen Brüder SA602A, SA612, NE602, NE612 sind günstig und leicht zu beschaffen. Bei Übersteuerung des SA602 wird ein 20dB Dämpfungsglied vor den Frequenzumsetzer angeschlossen, welches als fertigesBauteil mit BNC Anschlüssen an Eingang und Ausgang zu kaufen ist. Besser als der SA602 sind der Analog Devices Mischer AD831 im PLCC Gehäuse mit 100mA Stromaufnahme sowie der AD8342 im winzigen 3mm auf 3mm Gehäuse mit 98mA Stromaufnahme.
Die LTSpice Simulation des SA602 stammt von Joe Rocci, W3JDR.


Blueberry SDR Transceiver

Dieser Teil wurde hierher ausgelagert.


SDR Software


PowerSDR

Das Programm PowerSDR ist sehr leistungsfähig. Zusammen mit der Hardware von Flex-Radio, den empfohlenen Soundkarten wie M-Audio Delta 44 und einem Microsoft Windows XP ist PowerSDR bestimmt benutzerfreundlich. Die Kombination USB Audiointerface E-MU Tracker Pre, interne Soundkarte, Si570 und Microsoft Vista funktioniert mit der PowerSDR-sr40 Version von Guido, PE1NNZ. Die Abkürzung VAC steht bei PowerSDR-sr40 für Dual Soundcard Support und nicht wie in der original PowerSDR Software für Virtual Audio Cable.
Damit die Steuerung des Si570 Local Oszillator mit PowerSDR-sr40 funktioniert muß die Datei libusb0.dll aus dem AVR-USB-Driver Verzeichnis in das PowerSDR Verzeichnis kopiert werden. Der Wert für Fxtal muß mit Hilfe eines Frequenznormals bestimmt werden. Ich habe einfach Deutsche Welle auf 6075kHz benutzt und solange den Wert von seinem Default Wert 114,285000 MHz geändert bis der Träger des Rundfunksenders genau bei 6075kHz angezeigt wurde. Mit PowerSDR-sr40 und dem Si570 kann ich endlich wieder über das Band drehen. Die kleinen Knacksgeräusche bei der Frequenzänderung des Si570 Oszillator stören nicht. Vielen Dank an alle Beteiligte!
Unter Microsoft Vista muß ein Kabel in den Line-In Eingang der Soundkarte gesteckt werden damit unter PowerSDR im VAC Setup die interne Soundkarte erkannt wird. Gemeinerweise wird das Aufstecken des Line-In Kabel erst erkannt nachdem Vista komplett gebootet hat. Ein typischer Fall von "plug and pray" oder gut gemeint aber nicht gut getan.
Für den Sende-Betrieb von PowerSDR und Blueberry SDR sind keine weiteren Konfigurationen nötig. Beim ersten Test war ich deshalb sehr angenehm überrascht.




Abbildung links: PowerSDR-sr40 Setup für E-MU Tracker Pre Audiointerface für Transceiver RX und TX.
Abbildung rechts: PowerSDR-sr40 Setup für SigmaTel interne Soundkarte für Mikrofon und Lautsprecher.





Abbildung: PowerSDR-sr40 Setup für Si570 USB Synthesizer von QRP2000 Team. Für Si570CBC000231 muß I2C Address auf 50 gesetzt werden.


Digital Radio Mondiale DRM

Jeder Rundfunk Kurzwellensender verfügt über eine Bandbreite von 10kHz, obwohl das Kanalraster 5kHz beträgt. In dieser Bandbreite kann ein amplitudenmoduliertes Mono-Signal mit 5kHz höchster Modulationsfrequenz untergebracht werden. Oder ein parametrisches Stereosignal mit 15kHz höchster Frequenz bei DRM. Für diese Leistung wird das originale Sendematerial zuerst mit dem AAC+ (Advanced Audio Codec) in einen Datenstrom von 12KBit/s bis 26KBit/s umgewandelt. AAC+ ist ein Nachfolger von MP3. Dieser Audio-Datenstrom wird mit weiteren Nutzdaten zu einem digitalen Datenstrom zusammen gemischt. Der Sender wird mit Orthogonal Frequency Division Multiplex (OFDM) moduliert. Diese digitale Modulation erzeugt ein rechteckiges Spektrum und nutzt somit die 9kHz Bandbreite auf Mittelwelle oder 10kHz Bandbreite auf Kurzwelle gut aus.



Abbildung: Rechteckiges DRM Spektrum von Sender Deutsche Welle auf 3995kHz. Hardware: Funkamateur SDR Starterkit + Blueberry SDR, Software: Dream Version 1.6.1cvs.

Bei DRM ist das analoge SNR (Signal Noise Ratio) wenig aussagekräftig. Die Dream Software liefert ein digitales SNR, welches angibt wie gut (hohes SNR) oder wie schlecht (niedriges SNR) die Dream Software die OFDM modulierten Eingangsdaten verarbeiten konnte. Dabei ist ein digitales SNR von 15dB die untere Grenze für erfolgreiche Demodulation.



Abbildung: Digitales SNR besser als 35dB. Sender: TDPradio 6015kHz aus Belgien. Hardware: Blueberry SDR 6 Schaltung. Software: Dream Version 1.6.1cvs.

Für DRM gibt es eine noch überschaubare Senderliste im Internet. In der Tabelle werden einige Digital Radio Mondiale (DRM) Sender aufgeführt. Die LO Frequenz errechnet sich aus (Senderfrequenz - Zwischenfrequenz) * 4. Die IQ Option für Dream wird am einfachsten über eine Verknüpfung bei MS-Windows realisiert. Von der Programm-Datei Dream.exe eine Verknüpfung anlegen und dann über Rechtsclick, Eigenschaften, Ziel eingeben: "C:\Programme\Dream\Dream.exe" -c 4.

Frequenz(kHz)   LO(MHz)   Sender
1296   5,112   BBC World Service (Abends bester Empfang)
1440   5,742   Radio Television Luxemburg (0700-1700 UTC)
1611   6,408   Radio Vatikan (0700-1610 und 2100-2310 UTC)
3995   15,94   Deutsche Welle (1600-2130 UTC aus Wertachtal Deutschland, 2130-0800 UTC Sines Portugal)
5875   23,46   BBC World Service
5905   23,60   Stimme Russlands (1400-1600 UTC)
5920   23,66   Stimme Russlands (1500-1800 UTC, 1600-1700 UTC in deutsch)
6015   24,02   TDPradio (1400 - 1600 UTC)
6060   24,20   Radio Vatikan (1500-1530 UTC)
6065   24,22   Radio Prague (1300-1400 UTC)
6085   24.30   Bayrischer Rundfunk BR5
6095   24.36   Radio Television Luxemburg
6130   24,34   Deutsche Welle (0700-0900 und 1400-1559 UTC)
7275   29,14   Deutsche Welle (0900-1159 UTC)
7240   29,06   Radio Schweden (1300-1330 UTC)
7320   29,24   BBC World Service
9880   39,48   MOI Kuwait


DRM QSL

Die Anzahl der Digitale Radio Mondiale Rundfunksender ist noch sehr übersichtlich. Deshalb ist das Sammeln von DRM QSLs noch recht einfach. Anstelle von gedruckten Empfangsbestätigungs-Postkarten soll ein Bildschirmfoto von Dream genügen.


PSK31 Varicode

Peter Martinez, G3PLX, hat mit PSK31 (Phase Shift Keying) einen Morse Code Nachfolger entwickelt. PSK31 arbeitet mit Phasenmodulation. Die Geschwindigkeit ist 31.25 bit/s oder 31.25 bd. Anstelle von Dit, Dah und Pause gibt es Phasenwechsel (0) oder kein Phasenwechsel (1). QSK, "ich kann zwischen den Zeichen hören" wie bei Morse Code ist bei PSK31 nicht möglich. Erst wenn die Meldung komplett ausgesendet wurde ist Empfang wieder möglich. Ein Kanalraster (Abstand zweier PSK31 Sender) von 100Hz ist möglich. Mehr Info gibt es auf der PSK31 "Official" Homepage.
Genau wie Morse Code haben bei PSK31 die Zeichen unterschiedliche Länge. Ein Zeichen beginnt immer mit 1 und endet immer mit 1. Weiterhin folgt nach einer 0 immer eine 1.
Die folgende Tabelle zeigt die Kodierung aller Zeichen von 1 bis 6 Bit Länge. Für die komplette Kodierung der 128 ASCII Zeichen (7 Bit konstante Länge) werden bis zu 10 Bit Länge bei Varicode benötigt.

1 SP   11 e    101 t              10101 r    101011 h
                                             101101 d
                         1011 a    10111 s    101111 c
                                             110101 -
                        1101 i    11011 l    110111 u
               111 o              11101 LF   111011 m
                        1111 n               111101 f
                                  11111 CR   111111 p

SP = Space, CR = Carrige Return, LF = Line Feed

Für die PSK31 Ausstrahlung ist ein DSB (Dual Side Band) oder SSB Sender nötig. Der Empfänger benötigt eine Costas Loop. Das Digipan Programm kann aus dem Niederfrequenzsignal eines SSB Empfängers die PSK31 Signale dekodieren.
Die wichtigste PSK31 Frequenz ist 14070.15 kHz und höher. Für die anderen Bänder gibt es 1838.15, 3580.15, 7035.15, 10142.15, 18100.15, 21070.15, 24920.15 und 28120.15 als PSK31 Frequenzen.



Abbildung: PSK31 Empfang auf 14070.15 kHz mit G5RV Antenne, Blueberry SDR und Digipan Programm


Morse Code

Der Morse Code besteht aus kurzem Signal (Dit), langem Signal (Dah) und Pause zwischen den Zeichen. Der Morse Code verwendet ein bis fünf Signale pro Zeichen. Damit ergeben sich 2+4+8+16+32 = 62 Möglichkeiten. Die folgende Tabelle zeigt die Kodierung der 26 Buchstaben, 10 Ziffern und 4 deutschen Sonderzeichen (Ä, Ö, Ü, CH).
. E    . . I    . . . S    . . . . H    . . . . . 5
                                        . . . . - 4
                           . . . - V    . . . - - 3
                . . - U    . . - . F
                           . . - - Ü    . . - - - 2
       . - A    . - . R    . - . . L
                           . - . - Ä
                . - - W    . - - . P
                           . - - - J    . - - - - 1
- T    - . N    - . . D    - . . . B    - . . . . 6
                           - . . - X
                - . - K    - . - . C
                           - . - - Y
       - - M    - - . G    - - . . Z    - - . . . 7
                           - - . - Q
                - - - O    - - - . Ö    - - - . . 8
                           - - - - CH   - - - - . 9
                                        - - - - - 0     
Von Ray Goff G4FON gibt es ein Morsecode Lernprogramm nach der Koch Methode.
Die Funkamateure benutzen beim Morsen Abkürzungen. Die Q-code Abkürzungen wie QRS (send slower) sind durch die ITU definiert. Daneben gibt es Funkamateur Abkürzungen wie CQ (seek you), PSE (please), TNX (thanks) und 73 (best regards).
Das Buch The Complete DX'er von Bob Locher W9KNI zeigt die Welt der Funksportler, Funkamateure die möglichst viele Funkkontakte sammeln.


Kurzwellenbänder

Im Frequenzbereich 1MHz bis 20MHz sind die Rundfunksender in Bändern zu finden. Zwischen diesen Bändern gibt es auch einiges Interessantes - vom schnöden Rauschen über seltsame Geräusche (verschiedene Modulationsformen) bis zu Zahlen- und Piratensendern. Wikipedia hat unter Kurzwellenrundfunk und Amateurband noch mehr Info.
Die Frequenzen der Kurzwellenbänder sind aus dem Handbuch des Sony ICF-SW7600GR Weltempfängers. Der Sony empfängt auch SSB modulierte Funkamateur Ausstrahlungen. Wegen der Audiobandbreite von 3.5kHz (Tone=News Einstellung) hört man bei Morsecode Empfang mehrere Sender gleichzeitig.

Frequenz (kHz)   Name
        153 - 527   Langwelle
      527 - 1616   Mittelwelle
    1810 - 2000   160m Amateurband
    2250 - 2550   120m Tropenband
    3150 - 3450   90m Tropenband
    3500 - 3800   80m Amateurband Deutschland
    3850 - 4050   75m Nachtband
    4700 - 5100   60m Tropenband
    5900 - 6250   49m Europaband
    7000 - 7200   40m Amateurband Europa
    7200 - 7400   41m Europaband
  9400 - 10000   31m DX Band
10100 - 10150   30m Amateurband
11500 - 12150   25m DX Band
13500 - 13900   22m DX Band
14000 - 14350   20m Amateurband Interkontinental
15000 - 15900   19m DX Band
17450 - 18000   17m DX Band
18068 - 18168   17m Amateurband
18850 - 19100   15m DX Band
21000 - 21450   15m Amateurband Sonnenfleckenmaximum
21450 - 21950   13m DX Band im Sommer, tagsüber
24890 - 24990   12m Amateurband
25800 - 26100   11m DX Band im Sommer, tagsüber
26560 - 27410   11m CB Funk
28000 - 29700   10m Amateurband Sonnenfleckenmaximum im Sommer

Die Ionosphäre in 100km bis 400km Höhe über dem Erdboden ist für die erstaunlichen Reichweiten auf Kurzwelle verantwortlich. Durch Sonneneinstrahlung werden Atome in der Ionosphäre elektrisch geladen (ionisiert) und wirken dann als Spiegel für Kurzwellen. Die Kurzwellenausbreitung ist abhängig von dem ungefähr 11-jährigen Sonnenfleckenzyklus, der Jahreszeit und der Uhrzeit.
In 2008 beginnt der 24. Zyklus seit 1749 mit einem Minimum der Sonnenaktivität. Minimale Anzahl von Sonnenflecken (sunspot number) und kleiner Fluss (solar flux) bedeuten geringe Ionisierung und damit schlechte Kurzwellenausbreitung. Der Solar Terrestrial Activity Report zeigt den aktuellen Stand. Der maximale solar flux im letzten Zyklus war 235, die maximale sunspot number war 170.
Auf dem 75m "Nachtband" ist der Empfang abends und nachts möglich. Auf Mittelwelle sind die Ausbreitungsbedingungen etwas anders, obwohl auch hier der Empfang nachts besser ist. Die Tropenbänder sind in Europa meistens stumm, bis jetzt war für mich nur Empfang auf dem 60m Band möglich. Die 49m und 41m Europabänder und das 31m DX Band erlauben tagsüber und nachts Empfang aus Entfernungen bis 2000km. Die Weitempfangs- oder DX-Bänder 25m bis 10m erlauben bei entsprechender Ionisierung tagsüber den Empang von anderen Kontinenten. Im Moment (Mai 2008) sind die Bänder bis zum 19m Band offen. Die höheren Frequenzen (z.B. 15m Band, 13m Band) sind nur sporadisch offen. Für Details siehe Make More Miles on VHF und die Propagation Forecasting Page.

Die Amateurfunkbänder sind in die verschiedenen Betriebsarten unterteilt. Ein Band beginnt mit CW (Morse Code), es folgt Digimode (PSK31 usw.) und dann SSB. Hier die Belegung einiger Amateurfunkbänder nach dem DARC Bandplan:

Betriebsart
 80m
 40m
 20m
 15m
 10m
CW
 3500 - 3580
 7000 - 7035
 14000 - 14070 21000 - 21070
 28000 - 28070
Digimode 3580 - 3600
 7035 - 7040
 14070 - 14099 21070 - 21149
 28070 - 28190
SSB

 3603 - 3800
LSB
 7043 - 7100
LSB
 14101 - 14350
USB
 21151 - 21450
USB
 28225 - 29700
USB

LSB = Lower Side Band, USB = Upper Side Band.

Zum Abschluss einige Kurzwellensender mit deutschem Programm in AM Modulation. Es ist immer wieder interessant das gleiche Ereignis in den Nachrichten von Deutsche Welle, Stimme Russlands, Radio China usw. zu hören. Welche Meinungsvielfalt!
Eine ausführliche Kurzwellensenderliste gibt es von Eike Bierwirth in Internet. Lang- und Mittelwellen Sender hat Heinz Schulz zusammengetragen. Jeden Monat unter der Rubrik "Kurzwelle in Deutsch" erscheint in der Zeitschrift Funkamateur eine Liste mit deutschsprachigen Sendungen.

F(kHz) LO(MHz) Sender
1422   5,652   Deutschlandfunk
3955   15,78   Radio Taiwan (19:00 - 20:00 UTC)
3955   15,78   KBS Korea (20:00 - 21:00 UTC)
3985   15,90   Radio Vietnam (20:30 - 21:30 UTC)
5840   23,32   Radio Ukraine (18:00 - 19:00 UTC)
5970   23,84   Radio China International (16:00 - 18:00 UTC)
6075   24,26   Deutsche Welle
6200   24,76   IRIB Teheran (17:30 - 18:25 UTC)
7155   28,58   Radio China International (16:00 - 17:57 UTC)
7300   29,16   Stimme Russlands


Kurzwellenantenne

Hier geht es zum Teil Kurzwellenantenne.


Selbstbau Meßgeräte

Zum Elektronik Basteln gehören Meßgeräte. Das erste und wichtigste Meßgeräte heute ist das Digitalvoltmeter (Multimeter) mit Widerstandmessung. Für wenig Geld (24 Euro) gibt es bei Reichelt das Peaktech 2010 mit zusätzlich Frequenzmessung bis 10MHz, Kapazitäts-, Induktivitäts- und Transistor-Verstärkungs-Messung. Das zweite Meßgerät für den Funkamateur ist ein Empfänger. Ich benutze den Sony ICF-SW7600GR. Ein Oszilloskop ist das dritte Meßgerät. Leider ist ein neuer Oszi teuer. Ein gebrauchter Oszi mit Bildröhre ist günstig bei Ebay zu ersteigern. Der Spruch "wer misst, misst Mist" gilt für Digital-Oszilloskope mehr als für Analog-Oszilloskope. Mit einem HF Meßkopf und einem Frequenzmesser mit hochohmigen Eingang kommt man ohne Oszi schon recht weit. Spice als Schaltungs-Simulator ist auch eine ganz wichtige Entwicklungshilfe.
Die gezeigten Meßgeräte sind bei mir auf Breadboard aufgesteckt. Irgendwann einmal baue ich vielleicht die kleinen Schaltungen alle zusammen in ein Gehäuse. Das ist dann mein Funkamateur "Taschenmesser".


HF Meßkopf



Bild links: Meßkopf Schaltung. Bild rechts: Eingangssignal, 7MHz amplitudenmodulierter Träger, in rot, Ausgangssignal in blau.

Dieser HF Meßkopf liefert eine Gleichspannung die der HF-Spitze-Spitze-Spannung minus der Diodenspannung beider Dioden entspricht. RL simuliert den Innenwiderstand des Digitalvoltmeters DVM. Für die HF Schaltung wirkt der Meßkopf wie ein 10pF Kondensator gegen GND. Bei 1MHz ist Xc 16.4kΩ, bei 10MHz ist Xc 1.65kΩ. Mein Hameg Oszi hat eine Eingangs-Kapazität von 28pF. Anstelle von BAT85 und BAT46 im normalen Gehäuse kann auch BAT54 im SMD Gehäuse benutzt werden. Die Dioden gibt es bei Reichelt. Die Schottky Dioden können kleine HF Spannungen schlecht messen. Ein HF Verstärker vor dem Meßkopf ist dann nötig.
Ein logarithmischer Verstärker wie AD8310 oder AD8307 kann auch sehr kleine HF Spannungen in Gleichspannung umsetzen. Von Funkamateur/Box73 gibt es einen Bausatz mit AD8307 als zweiter Messdetektor für FA-NWT. Siehe auch Funkamateur 6/2008.

Diode
 Type
 Diodenspannung
 Diodenkapazität
BAT46
 Schottky
 75mV@1uA
 15,8pF
1N60
 Germanium
 85mV@1uA
 13,4pF
BAT41
 Schottky
 121mV@1uA
 6,4pF
1N4148
 Silizium
 256mV@1uA
 1pF

Die Tabelle zeigt Messungergebnisse an einigen üblichen Kleinleistungsdioden. Die Schottky-Dioden sind vergleichbar mit den heute schwer erhältlichen Germanium-Dioden. Zwischen Diodenspannung und Diodenkapazität gibt es einen Zusammenhang. Die Kapazität wird bei einer Diodenspannung von nahezu 0V gemessen. Bei dieser Spannung ist die ladungsfreie Zone, die Grenzschicht, bei der 1N4148 grösser als bei der 1N60. Eine grosse Grenzschicht entspricht einer kleinen Kapazität.


Niederfrequenz Generator



Bild links: 1kHz Sinusgenerator. Bild rechts: Spektrum, Spice Simulation. 30dB Unterschied zwischen Grundfrequenz und 2. Harmonische.


Der Niederfrequenz Generator verwendet eine Wienbrücke. Die Phasenverschiebung der RC Glieder R3/C2 und R4/C3 ergeben für genau eine Frequenz 0°. Auf dieser Frequenz von 1kHz schwingt der Generator. Die Wienbrücke liegt im Mitkopplungszweig zwischen OP-Amp Ausgang und + Eingang. Im Gegenkopplungszweig wird die Verstärkung festgelegt. Damit ein Sinus-Signal entsteht muß die Gesamtverstärkung 1 ergeben. Die Wienbrücke dämpft das Signal um den Faktor 3. Die Widerstände R5 bis R8 sorgen für eine Verstärkung von etwas über 3. Die Dioden D1 und D2 sorgen für eine Spannung von rund 0.7Vss an Widerstand R5, R6. Weil der gleiche Strom durch R5 bis R8 fließt wird durch die Spannungsstabilisierung die ganze Rückkopplung spannungsstabilisiert. Das Ausgangssignal hat 2.1Vss, das dreifache der Spannung an R5, R6. Widerstand RL simuliert den Lastwiderstand und wird nicht bestückt.
Für eine einstellbare Ausgangsfrequenz wird für R3 und R4 ein lineares Stereopoti von 470kΩ verwendet. Der Wienbrücken NF Generator produziert einen "echten" Sinus, wenn auch mit Verzerrungen. Die Funktionsgenerator ICs wie XR2206 benutzen einen "Sine Shaper". An den Umkehrpunkten der Sinusfunktion hat der "Sine Shaper" Probleme und produziert Spikes.


Nadelimpulsgenerator

Ein Nadelimpuls-Generator erzeugt sehr kurze Impulse mit einer fester Wiederholfrequenz. Der Impulsgenerator kann für den Spektrumanalyser den Wobbelgenerator beim Test von Bandfiltern und Empfängern ersetzen. Ein unendlich kurzer und unendlich hoher Nadelimpuls ist der Dirac-Impuls, ein wichtiges theoretisches Werkzeug. Ein praktischer Nadelimpulsgenerator hat eine gewisse Impulslänge und eine gewisse Impulsspannung. Mit nur einem Digital IC 74HC132 läßt sich ein Impulsgenerator aufbauen. Die Impulsspannung ist 6 V. Der Impuls entsteht durch die Zeitverzögerung eines Gatters, der Gatterlaufzeit. Die Gatterlaufzeit und damit die Impulslänge beim 74HC132 ist maximal 21ns bei Speisespannung 6V und 25°C Umgebungstemperatur.

Bild links: Impulsgenerator. Bild rechts: Breadboard-Aufbau.

Das NAND Glied V1/1 bildet zusammen mit R1, C1 einen RC-Generator. Mit C1=1nF ergibt R1=22k eine Frequenz von 48kHz, mit R1=10k sind es 103kHz und mit R1=4.7k sind es 217kHz. Schaltet der RC-Generator von Low (0V) auf High (6V) liegt das High-Signal sofort am oberen Eingang von V1/2 an. Bis das High am Eingang von V1/4 in ein Low am Ausgang von V1/4 umgewandelt wird vergeht etwas Zeit, die Gatterlaufzeit. In dieser Zeit liegt am Ausgang von V1/4 noch der letzte Pegel an, dies war ein High. Für die Gatterlaufzeit von V1/4 erhalten beide Eingänge von V1/2 ein High. Nur wenn an beiden Eingängen eines UND Gatters ein High anliegt, gibt es am Ausgang ein High. Die beiden Gatter V1/2 und V1/3 bilden zusammen ein UND Gatter. Am Ausgang von V1/3 liegen Impulse mit Höhe 6V, Länge 21ns und einer Wiederholfrequenz die durch den RC-Generator bestimmt wird.




Bilder von links nach rechts: Impulsgenerator Wiederholfrequenz 217kHz, dann 103kHz und zuletzt 48kHz. Die angezeigten Pegel sind -30dB links, dann -40dB und rechts -50dB. Einstellung Spektrumanalyser ist: X-Achse 5MHz, Y-Achse 10dB. Ganz links ist 0Hz.


LC Tester



Bild links: Schaltplan LC Tester. Bild rechts: Spektrum X-Achse 5MHz/Div, Y-Achse 10dB/Div. 50dB Unterschied zwischen Grundfrequenz 11.3MHz und 1.Harmonischen auf 22.6MHz.

Kleine Kapazitäten und Induktivitäten lassen sich mit dem Vielfachmessgerät nicht messen. Eine Möglichkeit der Messung ist der Einbau der Komponenten in den Schwingkreis eines Oszillators mit anschließender Frequenzmessung. Mit dem L/C Meter IIB von AADE Neil W. Heckt oder dem LC-Meter von BDM-Electronics lassen sich die Bauteile nach dieser Methode auf 1% genau bestimmen. Die Umrechnung Frequenz auf Bauteilwert übernimmt der eingebaute Mikrocomputer. Der hier gezeigte LC Tester ist umständlicher in der Benutzung. Die abgelesene Frequenz muß von Hand (Taschenrechner, PC) in den Bauteilwert umgerechnet werden. Dafür kostet dieser LC Tester fast nichts wenn schon ein Vielfachmessgerät mit Frequenzzähler vorhanden ist.
Eine unbekannte Induktivität wird zusammen mit einem bekannten Kondensator gemessen, ein unbekannter Kondensator mit einer bekannten Induktivität. Styroflex-Kondensatoren gibt es ab 47pF mit 2.5% Toleranz. In SMD Bauform gibt es NP0 Kondensatoren ab 1pF mit 5% Toleranz und Fastron 0805AS Induktivitäten ab 3.3nH mit 5% Toleranz.
Die FETs Q1 und Q2 bilden einen Differenz-Verstärker. Der nicht-invertierte Eingang ist das Gate von Q2 und liegt über C4 am Schwingkreis, der invertierte Eingang ist das Gate von Q2 und liegt auf HF-Masse. Der Ausgang ist der Drain von Q1 und ist ebenfalls mit dem Schwingkreis verbunden. Diese spezielle Differenz-Verstärker Schaltung heißt auch Source (Emitter) gekoppelter Verstärker. Q2 arbeitet in Drain (Kollektor) Schaltung und hat deshalb einen hochohmigen Eingang, niederohmigen Ausgang und eine Spannungsverstärkung von 0.99. Q1 arbeitet in Gate (Basis) Schaltung und hat einen niederohmigen Eingang, hochohmigen Ausgang und eine Spannungsverstärkung von grösser 1. Mit Röhren ist diese Schaltung als cathode follower oszillator (CFO) bekannt. Der Schwingkreis C1/L1 ist am hochohmigen Ein-/Ausgang des Verstärkers angeschlossen. Ein Sinus-Signal am Ausgang von Q1 welches der Schwingkreis Resonanzfrequenz entspricht erreicht den Eingang von Q2 mit der geringsten Dämpfung. Die Widerstände R1, R2 bilden einen Spannungsteiler dessen Mittelanschluß durch C2, C3 auf HF-Masse liegt. Beim Aufbau der Schaltung wird für R1, R2 ein Trimmer mit 47kOhm benutzt. Der Schleifer des trimmer wird von der oberen Position (8V am Gate) heruntergestellt bis Oszillation beginnt. In dieser Stellung liefert der Oszillator die wenigsten Oberwellen. Die Ausgangsspannung beträgt ungefähr 250mVss. C4, R4 bilden die Gitterkombination für Q2.
Die Pufferstufe mit Q3, Q4 arbeitet als Klasse A Gegentaktstufe in Kollektorschaltung. Die Gegentaktschaltung stammt von Uli Else, DL5BTE. R5 verhindert "Perlenschnüre", dies sind kleine wilde Schwingungen die im Oszilloskop-Bild als Verdickungen auf der Sinuswelle sitzen. Die VHF-Transistoren 2N3904 und 2N3906 sind günstig bei Kessler-Electronic oder Reichelt zu bekommen. Die Universaltransistoren wie BC549C und BC559C sind bei 10MHz nicht mehr sinnvoll. Das Bauteil RL simuliert die Last der Spice Simulator und wird nicht bestückt.
Mit pnp HF Transistoren BF450 oder BF324 anstelle von BF245A wird mit einer ähnlichen Schaltung ein UKW Audion gebaut. Hier das "UKW Audion ohne Störstrahlung" von Welli.



Bild links: BDM-Electronics LC-Meter Null-Abgleich für Induktivitätsmessung mit Kurzschlussbrücke. Bild rechts: Induktivität messen.


Koppelfaktor

Die Kopplung zwischen Primärwicklung und Sekundärwicklung eines Trafos wird durch den Koppelfaktor k beschrieben. Eine ideal feste Kopplung hat k=1, eine lose Kopplung hat k < 1. Hier die Koppelfaktor Messung nach Wolfgang Wippermann: Primärwicklung an Induktivitätsmeßgerät anschließen. Induktivität messen bei Sekundärwicklung offen = Lo. Induktivität messen bei Sekundärwicklung kurzgeschlossen = Lk.

    Koppelfaktor k = √(1 - Lk / Lo)

Den besten Koppelfaktor k=0.99 erreicht der Ferritperle-Übertrager im Blueberry SDR 7. Dann kommt mit k=0,96 der Doppellochkern (Schweinenase) BN 61-202 bifilar gewickelt. Fast gleichauf mit k=0,93 ist der Ringkern Übertrager mit mehreren, parallel geschalteten Primärwicklungen vom Blueberry SDR Transceiver. Wichtig für einen hohen Koppelfaktor ist gleiche Windungsanzahl für Primär- und Sekundärwicklung. Beim PA Ausgangsübertrager werden 4 Primärwicklungen mit 6 Windungen aufgebracht und eine Sekundärwicklung mit 24 Windungen. Die Windungen sollen bifilar aufgebracht werden. Nach einer Windung Primärwicklung folgt eine Windung Sekundärwicklung.
Leistungs-Doppellochkerne werden in käuflichen Transceiver wie Kenwood TS480, Yaesu FT-450 oder Alinco DX-SR8E eingesetzt.



Bild: Ferritperlenübertrager. Drei Ferritperlen DFP 5,0 (Reichelt) und zwei Lackdrähte, fertig ist der 3.8uH HF-Übertrager mit Koppelfaktor 0,99. Links eine SMCC Festinduktivität.


Resonanz-Frequenz-Messung

Alle realen Spulen haben neben der gewünschten Induktivität eine parasitäre Kapazität durch die Wicklung (Wicklungskapazität). Für Festinduktivitäten wird deshalb die Eigenfrequenz (Self Resonance Frequency, SRF) angegeben. Nach der Thomson'schen Schwingkreis Formel läßt sich aus der Resonanz-Frequenz und der Induktivität die parasitäre Kapazität errechnen. Für die Resonanz-Frequenz Messung wird der LC Tester benutzt. Reale Kondensatoren haben eine unerwünschte Induktivität durch die Anschlußdrähte. Die parasitäre Induktivität von Kondensatoren kann bei Kurzwelle ignoriert werden, die parasitäre Kapazität von Spulen nicht.
Die ersten Detektor-Empfänger hatten nur eine Spule im Schwingkreis. Die Schwingkreis-Kapazität wurde durch die Wicklungskapazität und durch die Kapazität der Antenne gegen Erde gebildet.

L
 SRF Hersteller
 C parasitär
 SRF gemessen
 C
10uH
 35MHz
 2pF
 17MHz
 8.8pF
10uH+100pF
102pF
 4.9MHz
 105pF
31uH Luftspule

8.1MHz
 12.4pF
31uH Ferritring

8.6MHz
 11pF
47uH
 7.5MHz
 9.6pF
 5.5MHz
 17.8pF
100uH
 5MHz
 10.1pF
 4.4MHz
 13pF
470uH
 2.2MHz
 11.1pF
 2.2MHz
 11.1pF
1mH
 1.6MHz
 9.9pF
 1.7MHz
 8.8pF

Die obige Tabelle zeigt eine Messreihe mit Fastron SMCC Festinduktivitäten, selbstgewickelten Spulen und dem LC Tester. Bei 470uH ist der Unterschied zwischen Herstellerangabe und Messwert am kleinsten. Bei 10uH ist die Abweichung 6.8pF, bei 1mH ist es 1.1pF. Mit einem Parallel-Kondensator mit bekanntem Wert läßt sich die Messung auf eine Messfrequenz mit kleinem Fehler bringen. Mit Festinduktivitäten 2.2mH und grösser schwingt der LC Tester nicht mehr, hier dürfte C1 mit 2.2pF zu klein sein.
Die beiden 31uH Spulen werden für die Kurzwelle Audion Schaltungen verwendet. Die Luftspule ist beim 00A Audion zu sehen. Als Ferritring wird Ferroxcube TN14/9/5 4C65 benutzt. Die Wicklungskapazität der Luftspule ist grösser, dafür hat die Luftspule keine Ummagnetisierungsverluste. Falls der Platz vorhanden ist sollte für ein Kurzwelle Audion eine Luftspule verwendet werden.


VCO, HF Generator



Die LC Tester Schaltung kann einfach zum spannungsgesteuerten HF Generator (Voltage Controlled Oscillator, VCO) erweitert werden indem eine Kapazitätsdiode oder Schottky-Diode für Cx eingesetzt wird. Die Schaltung wurde erfolgreich getestet mit BBY40 SMD Kapazitätsdiode, SB1100 und 1N5819 Schottky-Dioden. Ohne Erfolg war der Test mit 1N5817, SB120 und SB160. Wahrscheinlich ist mit diesen Dioden die Schwingkreisgüte Q zu klein.
Die Frequenz wird mit R1 eingestellt. Der Schwingkreis besteht aus D1, C1 und L1. C1 ist ein NP0 Keramik-Vielschicht-Kondensator, L1 eine Fastron SMCC Festinduktivität. Mit BBY40 und 15uH ist der Frequenzbereich 5.7MHz bis 8.8MHz. Mit SB1100 und 15uH sind es 5.8MHz bis 7.6MHz und mit 1N5819 und 15uH sind es 4.8MHz bis 6.6MHz. Die Kapazitätsdiode BBY40 ist für 25V Sperrspannung ausgelegt. Eine zweite 9V Batterie kann benutzt werden um nur(!) den unteren Anschluß von R1 mit -18V zu versorgen und den Frequenzbereich zu erweitern. Die Gates von Q1 und Q2 liegen nicht auf -9V sondern auf -1.6V. Dadurch wird die Amplitude im Schwingkreis kleiner. Steht R1 auf minimale Frequenz ist es sonst bei grosser Schwingkreisamplitude möglich das D1 leitend wird und das Sinus-Signal verzerrt.



Bild: HF Generator. Die SMD Diode BBY40 ist auf ein kleines Stück Lochstreifen Platine gelötet und bedrahtet worden.


HF Wobbel-Generator

Der VCO kann leicht zum Wobbel Generator erweitert werden. Die Gleich-Spannung an der Kapazitätsdiode wird hierzu mit einer Dreieck-Spannung überlagert. Die Ausgangsfrequenz des Wobbelgenerators ändert sich entsprechend der Dreieck-Spannung. Um einen Vierpol wie einen Bandfilter zu "wobbeln" wird das HF Signal des Wobbel-Generator mit dem Eingang des Vierpols verbunden. Der Ausgang des Vierpols wird an den X-Eingang und die Dreieck-Spannung an den Y-Eingang des Oszilloskops angeschlossen. Der Zweikanal-Oszilloskop arbeitet im XY Betrieb.
Die Kombination aus Wobbel-Generator und Anzeigegerät wird oft als Network Analyzer bezeichnet. Hier ist mit Network nicht Ethernet IEEE 802.3 gemeint sondern ein analoges (Vierpol) Netzwerk. Die Zeitschrift Funkamateur vertreibt einen Network-Tester (NWT) Bausatz. Die Anzeige erfolgt auf einem PC. Datenaustausch zwischen NWT und PC erfolgt über USB.



Der Dreieck-Generator besteht aus einem Miller-Integrator OP2 mit dem Ladewiderstand R1 und dem Integrationskondensator C1 sowie einem Schmitt-Trigger OP1 mit den Widerständen R2 und R3. Weil C1 zwischen Ausgang und invertiertem Eingang von OP2 liegt kann die Spannung am Ausgang von OP2 nur gleichmäßig ansteigen oder abfallen. Wird ein gewisser Spannungswert erreicht reagiert der Schmitt-Trigger, ein Schwellwert-Schalter mit Hysterese. Am Ausgang des Schmitt-Triggers liegt entweder die positive oder negative Versorgungsspannung des OP1. Der Generator schwingt auf ungefähr 43Hz. Diese Frequenz ergibt ein ruhiges Bild auf dem Oszilloskop.


Röhrenaudions vor 1930



Bild links: Die Trioden Western Electric 215A, General Electric 01A, Westinghouse WD11 und General Electric 99.
Bild rechts: Cesium gefüllte Triode 00A, Hochvakuum Triode 99, Raumlade-Tetrode 49, Schirmgitter-Tetrode 22 und Pentode 34.

Die im linken Bild gezeigten Röhren wurden in der Zeit zwischen 1921 und 1923 auf den Markt gebracht. Die Entwicklung der kleine 215A Röhre wurde als Type N 1919 begonnen. Ab 1921 ist die Röhre bei dem U.S. Signal Corps als VT5 bekannt. Die grosse Röhre ist eine 01A mit UX Sockel. Diese Röhre mit UV Sockel und Globe-Glaskörper wurde 1922 von RCA auf den Markt gebracht. Sie ist der Nachfolger der UV201 von 1920. Die dritte Röhre ist eine WD11. Wie bei der 215A ist die Heizspannung 1,1V bei 250mA. Die WD11 gab es ab 1922. Die letzte Röhre ist eine 99. Die Verwandtschaft zur WD11 ist offensichtlich. Die 99 hat eine Heizung von 3,3V bei 60mA und einen anderen Sockel als die WD11. Die 99 wurde 1922 vorgestellt, war aber erst ab 1923 lieferbar.
Die im rechten Bild gezeigten Röhren sind US-amerikanische RCA Röhren. Ab 1920 vertrieb RCA die Röhren von General Electric und Western Electric. Jede Röhre steht für eine Etappe der Entwicklung. Die 00A Röhre gehört zu den Detektor-Röhren wie sie von De Forest seit 1906 verwendet wurden. In der Röhre ist Cäsium Staub. Neben Ladungstransport durch Elektronen gibt es in dieser Röhre Ladungstransport durch Ionen. Die zweite und kleinste Röhre ist die Hochvakuum Triode 99. Ab 1913 gab es Vakuumpumpen die Hochvakuum erzeugen konnte. Mit der 99 Röhre lassen sich schon relativ kleine Radios bauen. Die Röhre in der Mitte ist die Raumlade-Tetrode 49. Die Raumlade-Tetrode wurde schon 1916 von Schottky in Deutschland und Langmuir in USA vorgestellt. Aber erst mit der D VI (D6) von Philips von 1923 begann der Einsatz in Radios. Die Raumlade-Tetrode arbeitet mit kleinen Anodenspannungen. Damit ist sie für Reiseempfänger und für Experimentierempfänger wie den Kosmos Radiomann gut geeignet. Besonders in Frankreich wurde die Raumlade-Tetrode als "bi grille" Mischröhre in Superhet-Empfänger eingesetzt. Die vierte Röhre ist die Schirmgitter-Tetrode 22. Bei der Raumlade-Tetrode ist das Anoden-nahe Gitter das Steuergitter, bei der Schirmgitter-Tetrode ist das Kathoden-nahe Gitter das Steuergitter. Die SG-Tetrode wurde als Hochfrequenz-Verstärker eingesetzt der keine Neutralisation benötigt. Das Schirmgitter zwischen Steuergitter und Anode reduziert die effektive Kapazität zwischen Gitter und Anode von 1pF bis 10pF bei Trioden auf 0.01pF bis 0.005pF. Die letzte Röhre ist eine HF-Pentode 34. Mit der Pentode war die Entwicklung der Verstärker-Röhren 1927 bzw. 1930 abgeschlossen. Misch-Röhren wurden noch bis in die 1950er Jahre weiterentwickelt. Die letzten Röhren für Fernsehgeräte erschienen in den 1960er Jahren.
Zum Audion der 1920er Jahre gehört ein hochohmiger Kopfhörer der Bauart Ohrenquetscher. Von einem älteren Arbeitskollegen habe ich einen Kopfhörer mit 2 x 2kΩ Impedanz erhalten. Die Membrane besteht aus Blech. Der Frequenzgang hat eine ausgeprägte Resonanz bei 1000Hz, wahrscheinlich ein "central armature" Modell. Der Kopfhörer ist gut geeignet zur Aufnahme von Morse-Tönen. Für Kurzwellen-Empfang in Kurzwellen-HiFi-Qualität sollte man einen Ausgangsübertrager und die heutigen MP3-Player Ohrhörer benutzen. Die empfindlichsten Kopfhörer mit einem linearen Frequenzgang sind die "rocking armature" Typen. Leider reicht der Frequenzgang nur bis 3500Hz.
Um die Rückkopplung gab es in den U.S.A. einen Patentstreit zwischen Meissner, DeForest und Armstrong. Die Rückkopplungs-Audions der drei Erfinder waren unterschiedlich. Meissner benutzte eine Rückkopplungs-Spule. DeForest nutzte im Ultra-Audion eine kapazitive Einstellung der Rückkopplung und Armstrong benutzte die "tuned plate" Schaltung.




Bilder: Circuit 21 ist ein Meissner "tickler coil" Audion, Circuit 19 ein DeForest Ultra-Audion und Circuit 27 ein Armstrong "tuned plate" Audion. Die Bilder sind aus dem Buch "150 Radio Hook-Ups" von 1926.


Triode TM (Replica)

Die "Triode Militaire" oder TM ist eine französische Röhre von 1915. Diese Röhre führte den 4-poligen Europasockel ein. Dr. Rüdiger Walz fertigt Nachbauten dieser Röhre. Die TM Röhre hat einen Wolfram Glühfaden. Bei 3,6V und 510mA leuchtet dieser Faden gelb-weiß. Die Anode ist eine Metallröhre, das Gitter eine Drahtwendel und die Kathode ein dünner Draht. Die Röhre besteht aus wenigen Einzelteilen. Die einfache "luftige" Konstruktion ergibt kleine Kapazitäten zwischen den Elektroden - ein Vorteil bei höheren Frequenzen.
Von Dr. Walz habe ich zwei TM Röhren erhalten. Eine Röhre mit gutem Hochvakuum, die zweite mit schlechtem Vakuum. In der Hartley-Oszillator Schaltung liefert die Röhre mit schlechtem Vakuum bei einer niedrigen Anodenspannung von 36V eine höhere HF-Leistung. Lee DeForest, der Erfinder der Audion-Röhre, war am Anfang der Meinung das eine Triode nur mit Gasfüllung funktioniert. Diese Ansicht haben die Hochvakuumröhren widerlegt. Die Erfahrung von DeForest und Round, eine Röhre mit Gas funktioniert bei niedrigen Anodenspannungen besser als eine Hochvakuumröhre, läßt sich heute noch nachvollziehen.



Bild links: Original TM Röhre, Foto von 1919 (Signal Corps Radio Pamphlet No. 40). Bild mitte: TM Replica Bild rechts: Audion mit TM Röhre


Bei dem Millereffekt Audion erfolgt die Rückkopplung durch die Röhre. Die Induktivität L3 am Ausgang des Verstärkers bewirkt zusammen mit der internen Steuergitter-Anoden-Kapazität einen negativen differentiellen Widerstand am Eingang des Verstärkers. Dadurch wird der Schwingkreis L2, C1 entdämpft. Die Millereffekt Audion Schaltung wurde oft mit der Huth-Kühn Schaltung verwechselt. Bei der Huth-Kühn Schaltung oder "tuned plate" Schaltung ist am Verstärkereingang und am Verstärkerausgang jeweils ein Schwingkreis angeschlossen. In der Schaltung links wird ein Variometer (variable Induktivität) benutzt. In der Schaltung rechts erfüllt eine Festinduktivität und ein Potiometer die gleiche Aufgabe. Die Spulen L1, L2 und L3 sind nicht magnetisch gekoppelt. Mit kleinen Werten von C1 oszilliert auch die TM Röhre auf 7,5MHz. Beste Erfolge mit der TM werden erreicht wenn für L1 und L2 schaltbare Induktivtäten im Bereich 10uH bis 33uH benutzt werden. Für C1 genügt dann ein 15pF Drehkondensator. Der Schwingkreis L4, C4 hat eine Resonanzfrequenz von 5kHz. Die Kurzwellensender benutzen ein Kanalraster von 5kHz. Die Trägerfrequenz des nächsten Senders ertönt als 5kHz Ton im Kopfhörer. Durch L4, C4 wird dieser störende Ton herausgefiltert.


Bild links: Millereffekt Audion von 1926 aus dem Buch "150 Radio Hook-Ups". Bild rechts: Millereffekt Audion mit Triode TM.

Zwei Röhren Audion 1920


Bild: Audion aus Frankreich mit 2 TM Röhren (TM Röhren sind Replika)

Das Zwei-Röhren Audion entspricht dem Standard der 1920er Jahre. Die erste Röhre arbeitet in Meissner Audionschaltung. Der Schwenkarm erlaubt die Einstellung der Rückkopplung. Einstellbar sind Heizstrom (Chauffage) und Kapazität. Der grosse Drehknopf verfügt über einen Feintrieb.

Audionröhre 00A Kurzwelle Audion

Die Triode 00A ist eine Cäsium gefüllten Triode (detector tube) mit Thorium Heizfaden. Diese Röhre wurde mit UX-4 Sockel als UX200A von GE (RCA) und als CX300A von Cunningham ab 1926 produziert. Sie war am ersten Verkaufstag schon veraltet. Die Blütezeit der gasgefüllten Trioden war von 1909 (De Forest RJ-4 Audionstufe ohne Schwingkreis) bis 1913 (Hochvakuum Triode A, Pliotron). Die Staub- oder Gasfüllung bewirkt einen Stromfluß von Gitter nach Kathode auch bei negativer Gitterspannung. Die Hochvakuum Röhre ist ein spannungsgesteuerter Verstärker bei Niederfrequenz, die gasgefüllte Triode ist leistungsgesteuert wie der Transistor.
Mit der 00A Röhre kann ein Rückkopplungs-Audion der 1910er Jahre nachgebaut werden. Der Empfangsbereich ist 5800kHz bis 7500kHz. Der U.S. amerikanische Funkamateur Paul E. Wallace baute 1911 den Wallace Valve Detector, ein sehr frühes Radio mit De Forest Audionröhre von der Glühlampenfabrik Henry McCandless, New York.
Im Schwingkreis wird eine Flachspule (Spiralspule, Spinnennetz-Spule) verwendet. Die Flachspule hat nicht die Ummagnetisierungsverluste eines Eisen- oder Ferrit-Ringkerns. Der Flachspulen-Wickelkörper besteht aus 0.4mm starkem Polypropylen (PP) von Firma Heyda (Mobile Folie klar 0,4mm, Mobile foil transparent, feuilles pour mobile clair) aus dem Schreibwarenhandel. Die Folie läßt sich mit der Papierschere zuschneiden. Der innere Durchmesser (Dorn) der Spule ist 41mm. Die Spule hat 9 Schlitze. Der Draht hat 0.3mm Durchmesser. Die Drahtlänge ist 3.17m. Bei dieser Länge sind zwei Drahtenden von je 10cm schon dabei. Als Drehkondensator wird ein Philips Tauchtrimmer mit maximal 35pF Kapaziät verwendet. Den Trimmer gibt es bei Oppermann Electronic. Ein teure Lösung ist die Verwendung des KOND50 HF-Drehko von Frag Jan zuerst zusammen mit einem Knopfautomat (6:1 Untersetzung) von Reichelt.
Damit die Gitterkapazität den Schwingkreis wenig verstimmt liegt das Gitter der Röhre an einer Anzapfung der Schwingkreis-Spule. Die Audionschaltung arbeitet mit der Gitterkombination C2, R2. Die Gitterkombination reduziert die Empfindlichkeit, reduziert aber auch die Verzerrungen des Gittergleichrichters. Das Gitter ist über den Schwingkreis mit dem negativen Heizfadenende verbunden. Dadurch liegt der Arbeitspunkt zwischen Anlaufstromgebiet und Raumladungsgebiet, wie es für ein Audion sinnvoll ist. Kondensator C5 überbrückt die Heizbatterie und schließt HF-mäßig den Gitterstromkreis. Die HF-Drossel im Audion soll eine hohe Induktivität und eine kleine Wicklungskapazität haben, was in einem Bauteil schwer möglich ist. Deshalb besteht die HF-Drossel aus zwei FASTRON-SMCC-Festinduktivitäten. L2 liefert die Induktivität. L3 hat kleine Induktivität und kleine Wicklungskapazität. Die Gesamtinduktivität ist die Summe der beiden Induktivitäten, die Gesamtkapazität ist kleiner als die kleinste Einzelkapazität.
Die Anodenspannung soll nicht so hoch sein das der Arbeitspunkt weit im Raumladungsgebiet liegt. Bei der 00A sind hierzu 27V Anodenspannung sinnvoll. Die Anodenbatterie besteht aus 3 Transistorblocks mit je 9V. Die Heizbatterie sind vier NiMH Akkus in Baugrösse Mignon.



Bild links, rechts: Kurzwelle Audion für 49m, 41m Band in Schnell-Schaltung für 00A und Walk-man Ohrhörer. Mit C1 Frequenz und mit R1 Rückkopplung einstellen.


Das "The C. D. Tuska Company" Modell 224 Radio von 1922 ist ein typisches Audion mit einer Röhre. Es wird die 01A Hochvakuum Triode mit UV Fassung verwendet. Die Bedienelemente auf der Frontplatte sind links Frequenzeinstellung mit Drehkondensator, mitte oben Umschalter für Antennenkopplung durch Spulenanzapfung, mitte unten Drehregler für Röhrenheizung mit Ein/Aus Schalter kombiniert, rechts Rückkopplungseinstellung mit Variocoupler. Das rechte Bild zeigt die Bauteile. Links ist der Variocoupler. Unten ist die feststehende Schwingkreisspule, oben ist die drehbare Rückkopplungsspule (tickler coil). In der Mitte ist oben der Umschalter für Antennenkopplung, der Rheostat (einstellbarer Drahtwiderstand) für die Röhrenheizung und unten die UV-4 Fassung für die UV201A Röhre. Rechts ist der Drehkondensator. Das Blech hinter der Frontplatte reduziert die Handkapazität, die Frequenzverstimmung bei Annäherung der Hand an das Radio zur Bedienung.



Bild links, rechts: Tuska 224 Radio von 1922. Die Bilder sind von Stone Vintage Radio www.stonevintageradio.com


Die Hartley Oszillator Testschaltung schwingt auf 4.45MHz. Die 00A liefert 47Vss an 15kΩ, das sind 18.4mW HF-Leistung. Der Gitterblock besteht aus Kondensator C2 und Drossel L3. Die Drossel sorgt für gleiche Spannung an Gitter und Kathode und damit für größte Steilheit. Der Kondensator C3 verbindet HF-mäßig die Drossel L3 mit dem mittleren Anschluß des Schwingkreises.



Bilder:  Breadboard Aufbau. Schaltbild. Spektrum, X-Achse 10dB/Div, Y-Achse 5MHz/Div. Die erste Harmonische bei 9MHz ist 27dB kleiner.


Triode 215A Kurzwelle Audion



Die Triode 215A ist die kleinste Röhre aus den 1920er Jahren. Die Konstruktion ist sehr einfach. Eine Metallröhre bildet die Anode. Darin befindet sich der Gitterdraht als Helix gewickelt. Im Zentrum verläuft der Heizdraht. Wegen dieser einfachen Konstruktion und der kleinen Bauform hat die 215A kleine Kapazitäten und ist damit gut für ein Kurzwellenaudion geeignet. Die Schaltung ist ein Rückkopplungsaudion, obwohl die beiden Spulen L1 und L2, zwei Fastron SMCC Festinduktivitäten, nicht magnetisch gekoppelt sind. Die Rückkopplung erfolgt durch den Miller-Effekt. Die Induktivität L2 am Ausgang des Verstärkers bewirkt zusammen mit der internen Steuergitter-Anoden-Kapazität einen negativen differentiellen Widerstand am Eingang des Verstärkers. Dadurch wird der Schwingkreis L1, C1 entdämpft. Die Rückkopplung erfolgt durch die Röhre. Mit R2 wird die Rückkopplung eingestellt. Die beste Empfindlichkeit ergibt sich wenn der negative differentielle Widerstand am Steuergitter die reellen Widerstände im Schwingkreis aufhebt.



Bild links: Miller Effekt Audion. Bild rechts: LTSpice Simulation. V(af) ist Spannung an C4, V(grid) ist Spannung am Steuergitter.

L3 koppelt die lange 50Ω Antenne lose an den Schwingkreis L1, C1. L1 bis L3 sind Fastron SMCC Festinduktivitäten, C1 ist ein 35pF Drehkondensator. R1 und C2 bilden zusammen mit der Röhren internen Diode zwischen Steuergitter und Kathode eine Klemmschaltung. Die Wirkung der Klemmschaltung ist im Diagramm als V(grid) zu sehen. Die Amplitudenmodulation ist nicht mehr symmetrisch, sondern die negative Halbwelle ist deutlich stärker moduliert als die positive Halbwelle. Der Kondensator C2 ist klein, dadurch wird eine Anpassung zwischen hochohmigeren Schwingkreis und niederohmigeren Steuergitter erreicht. Die Parallelschaltung von L2 und R2 sorgt für eine einstellbare Rückkopplung durch den Miller-Effekt. R2 ist ein Kohleschicht-Potentiometer. Über C3 wird L2 HF-mäßig geerdet. Für die NF wirkt C3 zusammen mit dem Röhreninnenwiderstand als Tiefpass. Die Anodenstromschwankungen werden mit dem NF-Übertrager TR1 auf den niederohmigen Kopfhörer SP1 übertragen. Die 215A Röhre hat eine Heizung von 1V bei 250mA. Ein NiMH Akku wird über R3 als Heizbatterie angeschlossen. S1 trennt die Röhre von beiden Batterien.
Die Miller-Effekt Audionschaltung funktioniert nur mit Trioden. Nur bei diesen Röhren ist die, eigentlich unerwünschte, Kapazität zwischen Steuergitter und Anode groß genug um einen ausreichenden negativen differentiellen Widerstand am Steuergitter zu erreichen. Die Empfindlichkeit der Miller-Effekt Schaltung ist besser als der Meissner- oder Schnell-Schaltung.


Triode 99 Kurzwelle Audion

Die Triode 99 wurde als UV-199 mit UV Sockel ab 1923 produziert für eine Heizspannung von 3V. Im RCA Superhet Radiola AR-812 von 1924 waren sechs UV-199 eingebaut. Ab 1925 gab es die Röhre als UX-199 oder CX299 mit UX-4 Sockel für eine Heizspannung von 3.3V. Im AR-812 Nachfolger Radiola 25 AR-919 von 1925 waren sechs UX-199 enthalten. Die Röhre wurde bis 1931 produziert. Es ist eine alte Röhre in meiner Sammlung. Für eine Quetschfuß-Röhre hat die 99 gute Kapazitäts-Werte. Die Gitter zu Anode Kapazität ist 3.3pF. Die heute noch gebaute 12AU7 (ECC82) hat 1.5pF Kapazität. Die Bauform der Anode als stehendes Rohr und eine runde Spirale als Gitter entspricht den älteren Röhren Western Electric 215A von 1919, entwickelt nach Ideen von Hendrik van der Bijl  und der Marconi V24 von 1916, entwickelt von Henry Joseph Round. Der Verstärkungsfaktor Ausgangsspannung zu Eingangsspannung ist nur 6.6, Steilheit ist 0.425mA/V und Innenwiderstand ist 15.5kΩ. Als Hochvakuum-Röhre benötigt die 99 einen Gitterwiderstand R2. Der Widerstand R3 reduziert die Heizspannung. Die Flachspule und die anderen Bauteile sind wie bei dem 00A Kurzwelle Audion. Trotz der bescheidenen Verstärkung funktioniert die Röhre als Rückkopplungsaudion bis 7500kHz.




Die Hartley Oszillator Testschaltung schwingt auf 4.59MHz. Die 99 liefert 31Vss an 33kΩ, das sind 3.6mW HF-Leistung. Eine ordentlche Leistung für einen 85-jährigen Oldtimer! Der Schwingkreis besteht aus C1, L1 und L2. Der Gitterblock besteht aus Kondensator C2 und Widerstand R1. Der Kondensator C3 verbindet HF-mäßig die Drossel L3 mit dem mittleren Anschluß des Schwingkreises.



Bilder:  Breadboard Aufbau "Real radios glow in the dark". Schaltbild. Spektrum, X-Achse 10dB/Div, Y-Achse 5MHz/Div. Die erste Harmonische bei 9MHz ist 25dB kleiner.


Triode RE074 Kurzwelle Audion

Die Telefunken RE074 wurde ab 1926 produziert. Die Anode ist kastenförmig, nicht mehr rund wie bei der 99. Die RE074 wurde als Anfangsstufen-Röhre (HF-Verstärker) beworben, die zur gleichen Zeit angebotene RE034 als Widerstandsverstärker-Röhre. Die RE074 ist niederohmig mit Ri = 9kΩ und hat eine Spannungsverstärkung von 10. Die RE034 ist hochohmig mit 21kΩ und Verstärkung 25. Die Telefunken RE084 wurde als Audionröhre beworben. Mit Ri = 8,3kΩ und Spannungsverstärkung 16 gleicht sie der RE074 mehr als der RE034.
Die RE074 Audionschaltung arbeitet wie unter 00A Audion beschrieben.



Bilder:  Breadboard Aufbau. Das liegende Röhrensystem ist wegen der Verspiegelung nicht zu sehen. Schaltbild.


Triode RE114 Kurzwelle Audion

Die Triode RE114 ist eine NF-Endverstärker Triode für niedrige Anodenspannung. Die RE114 ist mit Ri = 3,6kΩ niederohmiger als die RE074 und hat eine Spannungsverstärkung von 5. Die RE114 Audionschaltung entspricht der RE074 Schaltung. Nur die Anodenspannung ist mit 18V kleiner als bei der RE074 mit 27V. Für das Audion ist ein Anodenstrom von 1mA gut geeignet, dann arbeitet die Röhre zwischen Anlaufstromgebiet und Raumladungsgebiet. Bei der Endröhre RE114 wird dieser Strom bei niedriger Anodenspannung erreicht.




Die Hartley Oszillator Testschaltung schwingt auf 4.22MHz. Die RE114 liefert 32Vss an 3.9kΩ, das sind 32.8mW HF-Leistung. Die Triode RE114 hat Harmonische bis 34MHz, nicht schlecht für ein Niederfrequenz-Bauteil. Der Schwingkreis besteht aus C1, L1 und L2. Der Gitterblock besteht aus Kondensator C2 und Drossel L3. Die Drossel sorgt für gleiche Spannung an Gitter und Kathode und damit für größte Steilheit. Der Kondensator C3 verbindet HF-mäßig die Drossel L3 mit dem mittleren Anschluß des Schwingkreises.



Bilder:  Breadboard Aufbau. Schaltbild. Spektrum, X-Achse 10dB/Div, Y-Achse 5MHz/Div. Die erste Harmonische bei 9MHz ist 21dB kleiner.


Tetrode 22 Short Wave Audion

The RCA 22 was the first U.S. american tetrode. Like the Philips A442 the 22 was build since 1927. The grid is wired to the top connector of the 22. The 22 is used in a Schnell-circuit short-wave audion. The inductance L1 is a spider coil. The winding needs 3.17m of 0.3mm diameter enameled wire for 20 windings. Taps are after 5 windings and after 10 windings. Regeneration is controlled via potentiometer R1. This method gives good frequency stability, the dependency of R1 to C1 is little. The grid block C2/R2 has a large capacity and a large resistor. After some experimentation this combination was found best if the grid is connected to a tap of the LC circuit. At the tap the impedance is lower, therefore the coupling capacity is larger. The resistor R3 dampens "wild oscillations". Next to the wanted LC circuit C1, L1A, L1B there is the unwanted LC circuit C2, tube internal capacity between grid and plate, C3, L1C, L1B. R3 is a series resistor to this LC circuit. The radio frequency coil L2 has a parallel resistor R4. This resistor dampens another unwanted LC circuit. L2, a 470uH Fastron SMCC, has a winding capacity of 11pF. L2 and its capacity form a LC circuit. R5 and C5 provide the proper screen grid voltage. The screen grid voltage is a little lower then the plate voltage for best tetrode amplification. Normally the screen grid resistor is three times the plate resistor. R6 reduces the filament voltage to 3.3V. The three AA-size NiMH accumulators provide 3.6V. The plate battery uses 5 transistor blocks with 9V each. Plate current is 1mA, filament current is 130mA.

Die Tetrode 22 (UX222) ist die erste U.S. amerikanische Tetrode. Wie die Philips A442 wird die 22 seit 1927 gebaut. Bei der 22 liegt das Steuergitter g1 an der Kappe. R5 reduziert die Schirmgitterspannung auf einen Wert etwas unterhalb der Anodenspannung. Normalerweise ist der Schirmgitter-Widerstand dreimal so gross wie der Anoden-Widerstand. R6 reduziert die Heizspannung auf 3.3V. Sonst ist die Schaltung wie unter 00A Kurzwelle Audion beschrieben.




The test circuit is a Hartley oscillator.

Die Hartley Oszillator Testschaltung schwingt auf 4.47MHz. Die 22 liefert 25Vss an 47kΩ, das sind 1.7mW HF-Leistung. Der Schwingkreis besteht aus C1, L1 und L2. Der Gitterblock besteht aus Kondensator C2 und Drossel L3. Die Drossel sorgt für gleiche Spannung an Gitter und Kathode und damit für größte Steilheit. Die Kondensatoren C3 und C4 verbinden HF-mäßig die Drossel L3, das Schirmgitter und den mittleren Anschluß des Schwingkreises miteinander. Der Widerstand R2 bestimmt den Schirmgitterstrom.



Bilder: Tetrode 22 in Hartley Oszillator Testschaltung.


Tetrode RES094 Kurzwelle Audion

Die Tetrode RES094 (RE094) ist die Telefunken Version der A442 von Philips, der ersten europäischen HF Tetrode. Die Steilheit ist 0.7mA/V. Damit hat die RES094 die doppelte Steilheit der U.S. amerikanischen 22. Bei der Entwicklung der Tetrode war Europa führend. Die Röhre hat einen Abschirm-Anstrich. Die Tetrode RES094 und die passende Europa-Fassung gibt es bei Frag Jan zuerst. Der Verstärkungsfaktor ist 280 laut Telefunken. Die Triode RE034 hat einen Verstärkungsfaktor von 25. Die Lautstärke aus dem RES094 Audion ist nicht höher als aus einem Trioden Audion. Weil nicht soviel Rückkopplung benötigt wird ist die Sendereinstellung einfacher. Die RES094 wird mit drei NiMH Zellen geheizt (3.6V).
Übrigens, die "Beam Power Tetroden" sind Pentoden. Das fünfte Gitter, das Bremsgitter, ist als Elektronen-Strahl-Leitblech ausgeführt, nicht als Drahtwendel. Die bekannte Beam Power Tetrode 6L6 erschien 1936. Der Nachfolger 6L6GC wird heute noch gebaut.




Die Hartley Oszillator Testschaltung schwingt auf 4.95MHz. Die RES094 liefert 21Vss an 39kΩ, das sind 1.4mW HF-Leistung. Der Schwingkreis besteht aus C1, L1 und L2. Der Gitterblock besteht aus Kondensator C2 und Drossel L3. Die Drossel sorgt für gleiche Spannung an Gitter und Kathode und damit für größte Steilheit. Die Kondensatoren C3 und C4 verbinden HF-mäßig die Drossel L3, das Schirmgitter und den mittleren Anschluß des Schwingkreises miteinander. Der Widerstand R2 bestimmt den Schirmgitterstrom.



Bilder:  Breadboard Aufbau. Schaltbild. Spektrum, X-Achse 10dB/Div, Y-Achse 5MHz/Div. Die erste Harmonische bei 10MHz ist 45dB kleiner.




Bild: RES094 mit kalten Lötstellen links, rechts Röhre mit Lötfett und Lötzinn nachgelötet. f=Heizung, g1=Steuergitter, g2=Schirmgitter.


Pentode RES164

Die Pentode RES164 ist eine Niederfrequenz-Endpentode für 4V Heizspannung bei 150mA Heizstrom. Die Telefunken RES164 entspricht der Philips B443S. Beide sind von 1928 und sind damit nach der Philips B443 von 1927 die ersten in grösserer Stückzahl produzierten Pentoden. Eine Niederfrequenz-Röhre ist für Hochfrequenz-Schaltungen geeignet. Der grösste Unterschied zwischen NF und HF Röhren ist die Kapazität Cag1 zwischen Steuergitter und Anode. Bei der NF Röhre B443S ist Cag1 mit 1.4pF höher als bei der HF Röhre 34 mit 0.02pF. Die Kapazität Cag1 liegt beim Hartley Oszillator parallel zu C1 und stört nicht weiter. Bei HF-Verstärkern mit NF-Röhren kann die Neutralisation benutzt werden - siehe Neutrodyne Schaltung.
Schon die RES164 zeigt warum Röhren heute immer noch in Amateurfunk-Sendern zu finden sind. Die einfache Testschaltung liefert 50dB Unterschied zwischen Grundfrequenz und erster Harmonischen. Die Hartley Oszillator Testschaltung schwingt auf 4.43MHz. Bei einer Induktivität von 37uH (L1 + L2) ist die Schwingkreiskapazität 34.9pF. Neben C1 gibt es deshalb noch eine parasitäre Kapazität von 12.9pF im Schwingkreis. Die parasitäre Kapazität besteht aus den Röhrenkapazitäten, den Wicklungskapazitäten der Induktivitäten, der Eingangskapazität des Messgerätes und den Kapazitäten des Schaltungsaufbaus. Die RES164 hat Eingangskapazität 4.6pF, Ausgangskapazität 9.6pF und Gitter-Anode-Kapazität 1.4pF. Die Wicklungskapazität der 15uH Spule ist 4.2pF, die der 22uH Spule ist 6.8pF. Die Kapazität zwischen zwei Breadboard-Kontaktreihen ist unter 1pF. Bei der Hartley Schaltung liegt Cag1 und die Reihenschaltung von Ce und Ca parallel zu C1, dies ergibt 4.5pF. Die Reihenschaltung der beiden Wicklungskapazitäten liegt parallel zu C1, dies ergibt 2.6pF. Für den Aufbau sowie die Eingangskapazität des Messgerätes bleiben dann noch 5.8pF.
Die RES164 liefert 40Vss an 3.3kΩ, das sind 60.6mW HF-Leistung. Der Schwingkreis besteht aus C1, L1 und L2. C2 verbindet HF-mäßig das obere Ende von L2 mit dem unteren Ende von L1 und schließt den Schwingkreis. R1 soll den Heizfaden schonen indem der Einschaltstrom begrenzt wird.



Bilder:  Breadboard Aufbau. Schaltbild. Spektrum, X-Achse 10dB/Div, Y-Achse 5MHz/Div. Die erste Harmonische bei 9MHz ist 30dB kleiner.


Pentode 33

Die US-amerikanische Pentode 33 ist eine Niederfrequenz-Endpentode für 2V Heizspannung bei 260mA Heizstrom. Die Testschaltung schwingt auf 4.29MHz. Die 33 liefert 40Vss an 3.3kΩ, das sind 60.6mW HF-Leistung.



Bilder:  Breadboard Aufbau mit 33 von oben "glow baby, glow". Schaltbild. Spektrum, X-Achse 10dB/Div, Y-Achse 5MHz/Div. Die erste Harmonische bei 9MHz ist 25dB kleiner.


Pentode 34 Kurzwelle Audion

Die 34 von RCA war die erste HF-Pentode. Die UX-4 Fassung ist typisch für 1920er Röhren, der Dom-Glaskolben ist typisch für 1930er. Die 34 als Röhre von 1930 zeigt den Übergang. Die erste U.S. amerikanische Tetrode war nicht gut gelungen. Die erste Pentode ist besser als mancher Nachfolger. Es gibt etliche Verbesserungen gegenüber der 22. Der Quetschfuß ist deutlich breiter. Der Abstand der Anschlußdrähte ist deshalb grösser. Gegen Mikrofonie hilft eine Glimmerscheibe welche das Röhrensystem an dem Dom-Glaskolben abstützt.




Die Hartley Oszillator Testschaltung schwingt auf 4.45MHz. Die 34 liefert 36Vss an 10kΩ, das sind 16.2mW HF-Leistung. Der Schwingkreis besteht aus C1, L1 und L2. Der Gitterblock besteht aus Kondensator C2 und Widerstand R1. Der Kondensator C3 verbindet HF-mäßig die Drossel L3 mit dem mittleren Anschluß des Schwingkreises.



Bilder:  Breadboard Aufbau, die Kappe ist Steuergitter. Schaltbild. Spektrum, X-Achse 10dB/Div, Y-Achse 5MHz/Div. Die erste Harmonische bei 10MHz ist 19dB kleiner.


Zusammenfassung Testschaltung

Die Audion-Röhre 00A und die frühe Triode 99 schlagen sich wacker im Vergleich. Für Kurzwelle Frequenzen ist eine gasgefüllte Triode genauso funktionsfähig wie eine Hochvakuum Triode. Nur die maximale Anodenspannung ist wegen der Gasfüllung niedriger. Die Schirmgitter-Röhren 22 und RES094 liefern die kleinste HF-Leistung. Die Oszillator Testschaltung ist schlecht geeignet die Vorteile der Tetrode zu zeigen. Die alten Schirmgitter-Tetroden sind als aperiodische HF-Vorverstärker nur für Langwelle und Mittelwelle gut geeignet. Die Raumlade-Tetrode 49 ist weder Fisch noch Fleisch. Die HF-Leistung ist im Vergleich zu einer Endtriode bescheiden. Die 49 zeigt ihre Vorzüge bei Anodenspannung von 18V. Bei den Trioden und Pentoden gibt es einen deutlichen Zusammenhang zwischen Heizleistung und HF-Leistung. Die grösste HF-Leistung liefern die NF-Endpentoden RES164, 33 und KL1. Die KL1 benötigt die kleinste Heizleistung. Die RES164 hat den größten Abstand zwischen Grundfrequenz und erster Harmonischen. Dann folgt die NF-Endtriode RE114.
Die Vorverstärker Triode KC1 liefert fast die gleiche HF-Leistung wie die HF-Pentode 34. Beide haben eine Heizung mit 2V und 60mA. Telefunken schreibt übrigens über die KC1 im Datenblatt: "Als Gittergleichrichter wird sie nicht empfohlen, weil die maximale Ausgangswechselspannung in den meisten Fällen nicht ausreicht, um eine Endstufe voll auszusteuern". Deshalb enthält der Batterieempfänger VE301B2 nach der ersten KC1 als Gittergleichrichter (Audion-Stufe) noch eine zweite KC1 als NF-Vorverstärker. Der Gleichspannungsempfänger VG301 enthält nur eine Triode REN1821.


Röhrenaudions nach 1930

Die Röhren Audions 0v0 mit Batterie-Pentode DF91, Pentode 4Ж1Л, Subminiatur-Pentoden 1Ж18Б, DF60, DF61, DF62, Audionröhre 00A, Triode 99, Doppelgitter-Röhre 49 und das 0v2 mit 1Ж18Б (1j18b) wurden schon aufgebaut und funktionieren prima. Die 0v0 Audions benötigen eine 1.5m lange Antenne. Das 0v2 Audion benötigt eine 60cm Stabantenne.

Ab 1927 lieferte RCA die ersten Röhren mit Wechselspannungsheizung aus, die UX226 und UY227. Das Audion mit Batterieröhren wurde durch den Superhet mit Wechselstromanschluß abgelöst. Die Radiogehäuse entwickelten sich um 1930 ebenfalls weiter. Der Lautsprecher wanderte mit in das Gehäuse, die bekannte Kathedralen-Bauform entstand. Typisch sind die Philco Modelle 21, 70 und 90 nach dem Design von Edward L. Combs. Nach der Kathedrale oder "Midget" Bauform erschien das "Grabstein" (Tombstone) Holzgehäuse im Hochformat mit Lautsprecher. Radios mit abgerundeten Gehäuse sind in Auktionen heute noch beliebt. Das hier gezeigte Holzgehäuse gehört zu einem Nachbau in Transistor und IC Technik von Stern-Radio. Das Gehäuse wurde sehr günstig bei Ebay ersteigert. In das Gehäuse soll ein 2 Röhren Audion eingebaut werden. Die Bedienelemente werden wahrscheinlich Rückkopplung, Frequenz und Lautstärke mit Ein-/Ausschalter sein.



Bilder: Holzgehäuse in Kathedralen Bauform von Stern-Radio (RFT Leipzig?).


Doppelgitter-Röhre 49 Kurzwelle Audion

Die Tetrode Type 49 ist eine Doppelgitter-Röhre (dual-grid, space charge, bigrille) oder Raumladegitter-Tetrode von 1932. In der Entwicklung von Triode über Tetrode zur Pentode war die Raumladegitter-Tetrode nur eine kleine Episode. Die Doppelgitter-Röhre benötigt für den gleichen Anodenstrom weniger Anodenspannung als eine Triode. Die Bigrille ist der Schirmgitter-Tetrode unterlegen in Verstärkungsfaktor und Hochfrequenz-Tauglichkeit. Im Kosmos Radiomann vor 1945 können die Doppelgitter-Röhren Philips A441, A441N, Telefunken RE074d, Valvo U409D, Tungsram DG407, Radio-Record DM300(alt) und Klangfilm KL70410 eingesetzt werden. Die französische R43 von Dario hat einen fünfpoligen Sockel. Diese Röhren gibt es heute kaum mehr zu kaufen. Die US-amerikanische 49 ist bei Frag Jan zuerst noch relativ günstig zu kaufen. Mit einer Gitter-Anodenkapazität von geschätzt 2pF ist die 49 eine akzeptable Hochfrequenz-Röhre. In der Zeitschrift QST Ausgabe Oktober 1935 veröffentlichte Roy Usher, VE4EA, die erste space charge Audion Schaltung mit der 49 unter dem Titel Midget Portable Receiver. Die Zeitschrift Popular Mechanics Ausgabe September 1936 benutzte einen Potentiometer zur Rückkopplungseinstellung. Der Versandhändler Lamp House aus Neuseeland kopierte den Popular Mechanics Artikel und bot ab 1937 den Hikers Bausatz an. Die Schaltungen arbeiteten mit Taschenlampen-Batterien die günstiger als Anodenbatterien waren. Mit Heizspannung von 1.5V und Anodenspannung von 6V war die Lautstärke bescheiden.
Das Raumlade-Gitter G1 liegt auf einer positiven Spannung. Dadurch werden die Elektronen in Richtung Anode beschleunigt. Das eigentliche Steuergitter ist G2. Die 49 benötigt keinen Gitterblock. Die weitere Schaltung entspricht dem 99 Audion. Die Heizbatterie sind zwei NiMH Akkus in Baugrösse Mignon. Die Anodenbatterie besteht aus 2 Transistorblocks mit je 9V.



Die 49 Röhre hat Dom Bauform. Die runde Glimmerscheibe oben in der Röhre reduziert Mikrofonie. Der Glühfaden mit Oxidbeschichtung leuchtet nicht sichtbar. Die Achse von C1 wurde mit einer Plastikstange verlängert, dies vermindert die Frequenzverstimmung durch Handkapazität.


Die Hartley Oszillator Testschaltung schwingt auf 4.29MHz. Die 49 liefert 33Vss an 8.2kΩ, das sind 16.6mW HF-Leistung. Der Gitterblock besteht aus Kondensator C2 und Drossel L3. Die Drossel sorgt für gleiche Spannung an Gitter und Kathode und damit für größte Steilheit. Die Kondensatoren C3 und C4 verbinden HF-mäßig die Drossel L3, das Raumladegitter und den mittleren Anschluß des Schwingkreises miteinander. Der Widerstand R2 bestimmt den Raumladegitterstrom.



Bilder:  Schaltbild. Spektrum, X-Achse 10dB/Div, Y-Achse 5MHz/Div. Die erste Harmonische bei 9MHz ist 24dB kleiner.


Triode KC1

Die Triode KC1 von 1934 ist eine Oszillator und NF-Vorverstärker Triode für RC-Kopplung mit 2V Heizspannung bei 65mA Heizstrom. Die Hartley Oszillator Testschaltung schwingt auf 4.36MHz. Die KC1 liefert 44Vss an 15kΩ, das sind 16.1mW HF-Leistung. Die Triode KC1 hat Harmonische bis 47MHz, d.h. gute HF-Eigenschaften.



Bilder:  Breadboard Aufbau. Schaltbild. Spektrum, X-Achse 10dB/Div, Y-Achse 5MHz/Div. Die erste Harmonische bei 9MHz ist 11dB kleiner.


Pentode KL1

Die europäische Pentode KL1 ist eine Niederfrequenz-Endpentode für 2V Heizspannung bei 150mA Heizstrom. Die Hartley Oszillator Testschaltung schwingt auf 4.41MHz. Die KL1 liefert 40Vss an 3.3kΩ, das sind 60.6mW HF-Leistung. Der Schwingkreis besteht aus C1, L1 und L2. C2 verbindet HF-mäßig das obere Ende von L2 mit dem unteren Ende von L1 und schließt den Schwingkreis.



Bilder:  Breadboard Aufbau. Schaltbild. Spektrum, X-Achse 10dB/Div, Y-Achse 5MHz/Div. Die erste Harmonische bei 9MHz ist 24dB kleiner.

Bild links: Von links nach rechts Miniaturröhre 6j1p mit Fassung, Subminiaturröhre 1j18b, Transistor BC549C, 12V Batterie im Lady Batterie Format, rechts oben Drehko 16mmx16mm
Bild rechts: Kurzwellenaudion mit 1j18b Bleistiftröhren. Stabantenne, Tauchtrimmer mit grüner Kappe, Kopfhörer, Rückkopplungspoti, Heizbatterie, oben ist 48V Anodenbatterie zu sehen.

Röhren Radioempfänger und besonders Audion Empfänger für Kurzwelle sind heute Vergangenheit. Für den Autor ersetzt der Blick auf die orangefarben glühenden Röhren den Blick auf das Kaminfeuer. In diesem Kapitel wird moderne Nostalgie betrieben. Die Röhrenschaltungen sollen gut funktionierende Radioempfänger ergeben. Die Bauteile sollen leicht und günstig zu beschaffen sein. Bei Reinhöfer Electronic gibt es Röhren, Röhrenfassungen, gute NF-Trafos und Kristallohrhörer. Röhren, Röhrenfassungen und Drehkos gibt es bei Frag Jan zuerst und bei Oppermann Electronic. Röhren, Röhrenfassungen und Ferritringe gibt es bei Pollin. Drehkos und Kapazitätsdioden gibt es bei Box73. Kapazitätsdioden gibt es bei Kessler Electronic. Die anderen Bauteile wie Festinduktivität, Ferritring, Schottky-Diode, Poti, NF-Übertrager, Batteriehalter und -clip sind von Reichelt. Vom Franzis-Verlag und Burkhard Kainka gibt es den Bausatz Franzis-Röhrenradio zum Selberbauen mit chinesischer Pentode 6J1 und IC Verstärker LM386.
Beim Kurzwelle Empfang mit einem Audion sind zwei Punkte wichtig:
  1. Empfang auf den Europabändern (49m, 41m) ist zwischen späten Nachmittag (18:00 Uhr) und späten Abend (23:00) am besten. Zur Mittagszeit (13:00) ist der Empfang am schlechtesten.
  2. Die Einsteller für Frequenz und Rückkopplung haben beim Audion eine Wechselwirkung. Um nicht allzuviel hin und her drehen zu müssen ist folgende Bedienung sinnvoll:

EF97 Kurzwelle Audion

Der "Radiomann" war ein Lernspielzeug von Kosmos. Man konnte damit ein Mittelwelle Audion Radio aufbauen mit Rückkopplung nach Meissner Oszillator Schaltung. Der Kasten wurde seit 1934 angeboten. Ab 1962 wurde die Niederspannungs-Pentode EF98 im Radiomann als Mittelwellen Audion Empfänger verwendet, siehe Jogis Röhrenbude. Die EF98 war als Verstärker für 455kHz Zwischenfrequenz in Autoradios vorgesehen. Burkhard Kainka zeigt in Röhrenaudion mit 6V das die EF98 als Audion für das 80m Band geeignet ist. Der Radiomann zum 70 jährigen Jubiläum ist kein Lernspielzeug sondern ein fertig aufgebautes Audion mit ECC82 (12AU7) Röhre und Rückkopplung in ECO Oszillator Schaltung. Die Pentode EF98 ist heute recht teuer. Ein naher Verwandter ist die Regel-Pentode EF97. Beide Röhren sind als Niederspannungsröhren für Anodenspannung ab 6.3V ausgelegt. Im Radiomann Lernspielzeug war die Heizspannung 4.5V. Die E Röhren werden normalerweise mit 6.3V Heizspannung benutzt.
Mit der EF97 kann ein Radio für Kurzwelle 49m Band bis 41m Band (5800kHz bis 7500kHz) aufgebaut werden. Das Radio arbeitet als rückgekoppeltes Audion in Schnell-Schaltung. Von dem Funkamateur F. H. Schnell, 1MO, aus Hartford, Connecticut, USA, stammt diese Schaltung aus den 1920er Jahren. Parallel zur Rückkopplungs-Spule wird ein Drehkondensator oder ein Potentiometer als Dämpfungsglied geschaltet. Weil Rückkopplungs-Spule und Dämpfungsglied mit einem Anschluß an Masse liegen ist die Schnell-Schaltung für höhere Frequenzen besser geeignet als die Schaltung von Gustav Engelbert Leithäuser welche für Mittelwelle Audions verwendet wurde. Die Schnell-Schaltung ist eine Variante des Meissner Oszillator.
Für C1 sollte ein PHT 800 Philips Tauchtrimmer mit 3 Umdrehungen und 4pF bis 35pF von Oppermann Electronic benutzt werden. Auf den Tauchtrimmer wird eine 4mm Buchse gelötet. Mit Tesafilm wird der Durchmesser der Buchse auf 6mm gebracht. Nun kann ein Dreh-Knopf aufgesetzt werden. Damit ist der Trimmer von Hand bedienbar. Der Rotor liegt auf dem mittleren Anschluss des Tauchtrimmers. Bei jedem Drehkondensator sollte der Rotor mit GND verbunden werden um den Einfluß der Handkapazität möglichst klein zu halten. Fastron SMCC Induktivität, NFU 1-10 Trafo, Potentiometer, Kohleschicht-Widerstände, Keramik-Kondensator mit 8.2pF, Keramik-Vielschicht-Kondensatoren mit 680pF und 100nF, Wima MKS-2 mit 2.2uF und Batteriehalter gibt es bei Reichelt Elektronik. Die Heizbatterie sind vier Baugrösse Mignon NiMH Akkus.
Achtung: Die Röhren Sockel Bilder zeigen die Röhre von unten.



Die 1.5m Antenne wird am Gitterkondensator C2 angeschlossen. Eine Erdung über die Kupfer-Rohre der Zentralheizung ist nötig. Auf den ersten 30cm vom Radio aus sollten Antennendraht und Erdungsdraht verdrillt werden. Diese Verdrillung reduziert die Handkapazität deutlich. Der Schwingkreis besteht aus C1 und L1A, L1B. L1A und L1B bilden einen Spartransformator. Die Antenne und das Röhren-Gitter sind an der niederohmigen Seite angeschlossen, der Schwingkreiskondensator an der hochohmigen Seite. Die Rückkopplung erfolgt über C3/L1C. Die Stärke der Rückkopplung wird mit dem Dämpfungsglied R1 eingestellt. Die Niederfrequenz gelangt über die HF-Drossel L2 zum NF-Übertrager TR1. Die HF-Drossel verhindert das die HF-Spannung an der Anode über die Wicklungskapazität der Primärseite von TR1 kurzgeschlossen wird. L2 ist eine Fastron SMCC Festinduktivität, TR1 ist ein 1:10 NF-Übertrager NFU 1-10. C5 und die Sekundärwicklung des Trafo bilden einen Tiefpass mit 5kHz Eckfrequenz und 6dB Abfall pro Oktave. Das Kabel zum Kopfhörer kann als Antenne wirken. Deshalb sollte die Sekundärseite des Trafo nicht mit GND verbunden werden. Wird das Kopfhörerkabel mit der Hand angefasst kann sich bei geerdeter Sekundärseite die Empfangsfrequenz ändern. Der Einschalter S1 schaltet den Stromkreis.
Im Schwingkreis wird eine Flachspule verwendet. Die Flachspule hat weniger Verluste als eine Induktivität mit Ferritkern obwohl bei der Flachspule der Draht länger und dünner ist. Bei der Flachspule ist der Gleichstromwiderstand größer als bei einer Ferritkern-Induktivität, dafür gibt es keine Ummagnetisierungsverluste. Der Flachspulen-Wickelkörper besteht aus 0.4mm starker Polypropylen (PP) Mobilefolie aus dem Schreibwarenhandel. Die Folie läßt sich mit der Papierschere zuschneiden. Der innere Durchmesser (Dorn) der Spule ist 41mm. Die Spule hat 9 Schlitze. Der Draht hat 0.3mm Durchmesser. Die Drahtlänge ist 3.17m. Bei dieser Länge sind zwei Drahtenden von je 10cm schon dabei. Ein professionelle Alternative für den Philips Tauchtrimmer ist die Verwendung des KOND50 HF-Drehko von Frag Jan zuerst zusammen mit dem Mentor Knopfautomat (6:1 Untersetzung) von Reichelt.
Für L1 werden 20 Windungen 0.3mm Kupferlackdraht  mit Anzapfung nach der 5. und 10. Windung auf den Wickelkörper aufgewickelt. Windung L1A und L1B haben zusammen 17uH Induktivität. Nach der Schwingkreisformel ist die Schwingkreis-Kapazität 44pF für 5800kHz. Die von C1 nicht gelieferten 14pF kommen von der Antennenkapazität, der Kapazität der Röhre und der Verdrahtungskapazität.
Die Audion-Schaltung mit Rückkopplung arbeitet mit einer Gittervorspannung von fast 0V. Bei dieser Gitterspannung fließt der maximale Anodenstrom und die Röhre hat die grösste Steilheit (Verstärkung). Die negative Halbwelle der Hochfrequenz aus dem Parallelschwingkreis  führt zu einem Absinken des Anodenstroms entsprechend der Steilheit der Röhre, die positive Halbwelle der Hochfrequenz führt zu keinem Anstieg des Anodenstroms. Die Demodulation ergibt sich aus der unterschiedliche Verstärkung der beiden Halbwellen der Hochfrequenz.
Ein Kurzwellen Einkreiser benötigt eine hohe Kreisgüte im Schwingkreis. Der Kunststoff PVC hat einen hohen dielektrischen Verlustfaktor. Deshalb sollte kein Draht mit PVC Isolation im Schwingkreis und allgemein für HF Verdrahtung verwendet werden. Kupferlackdraht, Draht mit PE oder PP Isolation, versilberter Kupferdraht (Silberdraht), blanker Draht und HF-Litze sind geeignet. Geeignet ist auch Teflon isolierter versilberter Draht, wie z.B. von DX-Wire Peter Bogner, DK1RP, lieferbar. Polyethylen (PE) und Polypropylen (PP) sind zwei Kunststoffe die gerne für Verpackungen benutzt werden. Als Wickelkörper für Zylinderspulen ist eine PP Dose gut geeignet und kostet kein Geld. Die Isolation von Fernmeldekabel und von Ethernet Twisted-Pair Kabeladern besteht meist aus PE oder PP. L2Y bedeutet Voll-Leiter mit PE Isolation, Li2Y bedeutet Litzenleiter mit PE Isolation.

Kunststoff
 Kabel
 dielektrischer Verlustfaktor bei 1MHz
Polyvinylchlorid (PVC)
 Y
 0.03
Polypropylen (PP)
 9Y
 0.00035
Polyethylen (PE)
 2Y
 0.0003
Polytetrafluorethylen (PTFE, Teflon)
 5Y
 0.00007
Polystyrol (PS)
 3Y
 0.00005

Die Schwingkreis Induktivität sollte einen möglichst kleinen Gleichstromwiderstand haben. Das läßt sich heute mit Ferritringen von Amidon oder Ferroxcube erreichen. Das Amidon Ferritmaterial FT xx-61 wird für Schwingkreisfrequenzen von 0.2MHz bis 10MHz empfohlen. Ferroxcube 4C65 wird sogar bis 30MHz empfohlen. Für Langwelle, Mittelwelle, 160m und 80m Amateurfunk-Band empfehlen sich Ferritstabantennen mit Kupferlackdraht. Für Frequenzen über 10MHz sollte man Luftspulen aus versilberten Kupferdraht für die Induktivitäten verwenden. Mikrophonie entsteht wenn dünner Kupferdraht mit den Bewegungen des Lautsprechers mitschwingt und dadurch die Induktivität und die Schwingkreisfrequenz ändert. Deshalb sollte für Luftspulen ohne Spulenkörper 1mm Durchmesser Kupferlackdraht oder versilberter Kupferdraht verwendet werden.
Die EF97 hat einen Innenwiderstand Ri von 60kΩ. Der Lautsprecher hat 16Ω. Für Leistungsanpassung ist ein Ausgangstrafo von 60kΩ auf 16Ω nötig. Der Anpaßübertrager 53.49 von Reinhöfer Electronic hat Primär-Anschlüsse für 50kΩ bis 240kΩ. Leider ist dieser gute Trafo recht teuer. Der 100V Ela Übertrager Visaton TR10.16 hat Primär-Anschlüsse von 1kΩ bis 16kΩ und ist bei Reichelt im Angebot. Gemessen wurde LPRI = 13H (0.625W Anschluss), LSEC = 13mH (16Ω Anschluss), k = 1, RPRI = 430Ω, RSEC = 1.1Ω. Ein 5VA Netztrafo mit 230V auf 6V eignet sich auch als NF-Übertrager. Bei Trafos kleiner 5VA ist die Induktivität der Primärwicklung zu gross, man erreicht nicht eine obere Grenzfrequenz von 5kHz. Bei Reichelt gibt es den 5VA Trafo EI 42/14,8 106. Siehe auch Netztrafos als Ausgangsübertrager. Von Reinhöfer Electronic gibt es den NF-Miniatur-Übertrager 1:10. Durch einen Ferritkern erreicht dieser Trafo bei kleinen Abmessungen eine gute Induktivität. Gemessen wurde LPRI = 7H, LSEC = 70mH, k = 0.99, RPRI = 540Ω, RSEC = 5.2Ω. Von Reichelt wird als NFU 1-10 ein kleiner 1:10 NF Übertrager angeboten mit gemessen LPRI = 920mH, LSEC = 9.2mH, k = 0.88. Das beste Preis/Leistungs-Verhältnis hat bei den grossen Trafos der 230V auf 6V Netztrafo und bei den kleinen Trafos der NF-Miniatur-Übertrager von Reinhöfer.
Auch wenn die Audion Schaltung primitiv ist, läßt sich einiges tüfteln. Für R2 können Werte wie 1MΩ, 470kΩ, 220kΩ oder 100kΩ probiert werden. Eventuell wird dadurch die Wiedergabe lauter. Für C2 können Werte wie 100pF, 220pF, 470pF oder 1nF probiert werden. Die Trennschärfe steigt mit grösseren Werten von C2. R2 kann parallel zu C2 geschaltet werden. Die Schaltung funktioniert auch ohne C5. Die Wiedergabe klingt dann aber schrill weil die hohen Töne bevorzugt werden. Grössere Werte von C5 machen die Wiedergabe dumpfer. Für C5 könnnen die Werte 1uF und 3.3uF probiert werden.
Die Schaltung kann mit anderen Röhren probiert werden. Die EF95 gehört zu den internationalen Röhren. In U.S.A. als 6AK5 produziert und in UdSSR als 6Ж1П (6j1p) hergestellt. Heizung ist 6.3V und 175mA. Die EF95 liefert 0.05mA Anodenstrom bei 0V Anodenspannung.

Die Hartley Oszillator Testschaltung schwingt auf 4.61MHz. Die EF97 liefert 2Vss an 3.9kΩ, das sind 0.1mW HF-Leistung. Der Schwingkreis besteht aus C1, L1 und L2. C2 und C3 verbinden HF-mäßig das obere Ende von L2 mit dem unteren Ende von L1 und mit dem Schirmgitter. R1 sorgt für eine Schirmgitterspannung von 1.8V.



Pentode 4Ж1Л (4j1l) Kurzwelle Audion

Das Mittelwelle Audion Heinzelmann von Grundig dürfte noch bekannter sein als der Radiomann von Kosmos. Die ersten Heinzelmann Radios enthielten die Wehrmachtröhre RV12P2000 von 1937. Diese Röhre ist eine echte Universal-Pentode für kleine Leistung. In der UdSSR wurde diese Röhre für 4.2V Heizspannung nachgebaut als 4Ж1Л (4j1l, 4Sh1L). Die Röhre gibt es bei Frag Jan zuerst. Das Glasgehäuse der Röhre steckt in einer häßlichen Alu-Dose. Aus der Dose befreit sieht die Röhre interessant aus. Mit dieser Röhre mit indirekter Heizung kann ein Audion in ECO Schaltung mit Festinduktivitäten aufgebaut werden. Erstaunlich ist der hohe Anodenstrom bei 0V Anodenspannung von 0.05mA bei der 4j1l in Trioden-Schaltung. Von allen getesteten Nicht-Niederspannungs-Röhren war nur die EF184 besser.
Die ECO Schaltung ist ein Spartrafo Meissner Oszillator mit Verstärker in Anodenbasis-Schaltung (Kollektor-Schaltung, Drain-Schaltung). Die ECO Schaltung ist die klassische Kurzwelle Audion Schaltung für indirekt geheizte Röhren. Ebenso klassisch ist die Einstellung der Verstärkung durch die Schirmgitter-Spannung bei Pentoden. Im Internet gibt es viele ECO-Schaltungen mit Pentoden. Bei der Röhren-Auswahl sollte man Röhren benutzen bei denen die Abschirmung nicht an der Kathode liegt. Die EF97 mit Schirm an Kathode ist weniger geeignet als die 4j1l mit Schirm an Bremsgitter. Bei der neun-poligen EF184 Röhre hat die Abschirmung einen eigenen Anschluß.
Das Lämpchen LMP1 mit 24V/30mA soll als Sicherung in das Anschlußkabel der Anodenbatterie eingebaut werden. Die Lampe als Kaltleiter ist beim normalen Anodenstrom von 1mA niederohmig. Wird aber aus Versehen Anodenbatterie Pluspol mit GND verbunden soll die Lampe den Heizfaden der Röhre schützen. Der Autor hat schon mindestens zwei Röhren durchgebrannt und spricht aus Erfahrung!
Die Schaltung kann mit anderen Röhren probiert werden. Die russische 12Ж1Л (12j1l, 12Sh1L) ist die 4Ж1Л für eine Heizspannung von 12.6V. Eine 12V Batterie oder ein mit Längsregler (kein Schaltnetzteil) stabilisiertes 12V Netzteil genügt für Anodenspannung und Heizspannung. Die Spanngitter Röhre EF184 (6EJ7 USA) wird auch für niedrige Anodenspannung empfohlen. Leider ist bei dieser Röhre der Heizstrom 300mA bei 6.3V Heizspannung. Ein kleines Steckernetzteil mit 6V und 300mA für die Heizung ist hier sinnvoll. Die EF184 liefert bei 0V Anodenspannung einen Anodenstrom von 0.08mA aufgrund der Elektronenemission der Heizwendel wenn Schirmgitter mit Anode verbunden wird (Triodenschaltung). Die Regelpentode EF183 läßt sich ebenfalls verwenden. Allgemein kann der Regelpentoden Type den "sharp cutoff" Type ersetzen. Die Regelpentoden Version hat eine geringere Steilheit. Für die Audion-Schaltung ist hohe Steilheit nicht nötig.
Der Bausatz Franzis-Röhrenradio zum Selberbauen mit chinesischer Pentode 6J1 (EF95) wird auch die ECO Schaltung benutzt. Die chinesische Pentode 6J2 hat wie die RV12P2000 oder 4Ж1Л einen eigenen Bremsgitter-Anschluss.



Bilder: Breadboard Aufbau und Schaltbild. Anstelle einer Loktal-Fassung werden 1.3mm Lötschuhe benutzt. Die Röhre wurde der Alu-Dose entnommen.

Miniatur Pentode DF91 Kurzwelle Audion

Die Miniatur Batterieröhre DF91 (U.S.A. 1T4) kostet nur 50 Eurocent bei Pollin. Bei Pollin gibt es auch die passende Fassung. Die DF91 ist direkt geheizt. Die Heizspannung ist 1.4V bei 50mA Heizstrom. Die Kenndaten der Röhre sind 45V Anodenspannung und 1.7mA Anodenstrom, 45V Schirmgitterspannung und 0.7mA Schirmgitterstrom, Steilheit 0.7mA/V und Innenwiderstand 350kΩ. Für das Ein-Röhren Audion 0v0 wird ein Walk-man Kopfhörer verwendet. Die Anodenbatterie besteht aus 5 Transistorblocks mit je 9V. Eine kleine Heizleistung muß bei Röhren allgemein mit einer hohen Anodenspannung ausgeglichen werden. Die Widerstände R3 und R4 bedämpfen Schwingkreise in der Schaltung. R3 ist ein Serienwiderstand in dem Schwingkreis L1B, L1C, C3, Gitter-Anode Kapazität  und C2. Die Resonanzfrequenz dieses Schwingkreises liegt bei 200MHz. R4 ist ein Parallelwiderstand zu dem Schwingkreis aus Fastron SMCC Festinduktivität L2 und der Wicklungskapazität von L2. Die Resonanzfrequenz liegt bei 1.5MHz. Die restliche Schaltung ist wie beim Radiomann EF97 Audion.


Subminiatur Pentode 1Ж18Б (1j18b) Kurzwelle Audion

Noch kleiner als die Miniatur-Röhre DF91 sind die Subminiatur-Pentoden. Die russische 1Ж18Б (1Sh18b, 1j18b) gibt es bei Reinhöfer Electronic und bei Military-Tubes zu kaufen. Diese Subminiatur-Pentode benötigt 24mA Heizstrom. Der interne Aufbau ist zu sehen weil das Glas nicht metallisiert ist. Am oberen Ende der 1Ж18Б ist die Anode. Neben einem der unteren vier Drähte ist ein schwarzer Fleck auf dem Glaskolben. Schwarzer Fleck = f+, dann folgen  f-, g1, g2.
Natürlich gibt es auch andere Subminiatur-Pentoden. Die DF62 bzw. 1AD4 gibt es bei Frag Jan zuerst. Der Heizstrom beträgt 100mA. Röhren mit hoher Heizleistung sind allgemein gut für niedrige Anodenspannung geeignet. Die 5678 (DF60) Subminiatur-Pentode gibt es bei Pollin und hat 50mA Heizstrom. Die DF61 mit 25mA gibt es bei Frag Jan zuerst. Je kleiner der Heizstrom, umso höher sollte die Anodenspannung sein. Die DF61 sollte mit 45V B-Batterie arbeiten. Die DF60, DF61 und DF62 Röhren haben die gleiche Anschlußbelegung. Roter Punkt = Anode, dann folgen g2, f-, g1 und f+.




Das Audion kann modern mit Kapazitätsdiode im Schwingkreis aufgebaut werden. Die Schottky Diode SB1100 von Reichelt Elektronik hat als Kapazitätsdiode 130pF bei 1V und 30pF bei 40V. Die SMD Cap-Diode BBY40 von Kessler Electronic hat 29pF bei 3V und 5pF bei 25V. Die SMD Cap-Diode BB629 von Oppermann Electronic hat 35pF bei 1V und 3pF bei 28V. Wird BBY40 oder BB629 benutzt ist C1 330pF, für SB1100 ist C1 47pF. Die Frequenzeinstellung erfolgt grob mit Poti R1 und fein mit R2. Mit Ausnahme der Röhre sind alle Bauteile aus laufender Produktion. Die Heizbatterie ist ein Baugrösse Mignon NiMH Akku. Die Anodenbatterie besteht aus 3 bis 5 Transistorblocks mit je 9V. In dieser Schaltung wird keine Lampe als Sicherung eingesetzt. Dafür liegt Anodenbatterie Minuspol an GND. Bei einem Kurzschluß Anodenbatterie Pluspol auf GND wird die Anodenbatterie stark entladen und sehr heiß. Man sollte vielleicht doch eine Lampe in die Anodenbatterie-Zuleitung einbauen.
Der Philips Ferroxcube Ferrit-Ring TN14/9/5 4C65 mit AL-Wert=54nH kann anstelle der Flachspule benutzt werden. Den Ferrit-Ring gibt es bei Menting Mikroelektrik oder bei Pollin unter Bestellnummer: 250 037. Für L1 werden 24 Windungen 0.5mm Kupferlackdraht mit Anzapfung nach der 12. und 18. Windung aufgewickelt. L1A hat 12 Windungen, L1B hat 6 Windungen und L1C hat 6 Windungen. Windung L1A und L1B haben zusammen 17uH Induktivität. Der Amidon Ferrit-Ring FT50-61 mit AL-Wert=69nH von Reichelt Elektronik hat etwas grössere Verluste. Für den Amidon Ring sind 10 plus 6 plus 6 Windungen für L1A, L1B und L1C nötig. Subminiatur-Pentode, Kapazitätsdiode, Ferrit-Ring und 12V Fotobatterien ergeben zusammen ein Miniatur Röhren Audion.
L1 kann als steckbare Spule montiert werden. Ein 5-poliger Diodenstecker führt die Anschlüsse L1A-unten, L1B-unten, L1C-unten, und L1C-oben. Für 80m - 75m Band (3500kHz bis 4000kHz) wird als Induktivität 68uH benötigt. Bei einem Amidon FT50-61 Ferritring sind dies 31 Windungen für L1A und L1B zusammen. Für das 160m Band werden 260uH benötigt, dies sind 26 Windungen für L1A und L1B auf einem Amidon FT50-43 Ferritring. Um Mittelwelle zu empfangen sind 260uH Induktivität und 320pF Kapazität nötig.




In der Hartley Oszillator Testschaltung liefert die 1j18b eine Leistung von 1mW an einen Lastwiderstand von 12kΩ. Die Gitterspannung beträgt dabei -3V.
Die Röhre DF62 (1AD4) benötigt R1 = 68kΩ und liefert 8.9mW an einen 6.8kΩ Lastwiderstand. Die Röhre 1Ж29Б (1j29b) benötigt R1 = 220kΩ und liefert 12.3mW an einen 3.3kΩ Lastwiderstand. Die russischen Röhrenbauer verstanden ihr Handwerk!




Pentode R207

Die Pentode R207 wird z.Z. günstig bei Pollin angeboten. Radiotechnique (RT) aus Frankreich hat diese Röhre 1940 herausgebracht. Die nötigen Oktal Sockel gibt es bei Oppermann Electronic. Die Pentode hat 2V Heizspannung bei 100mA Heizstrom. Bei 45V Anodenspannung läßt sich ein Oszillator mit 7MHz Quarz aufbauen. Die Dom-Bauform entspricht der DF21 aus der roten Serie von Philips. Anschlußbelegung und Heizspannung entspricht bis auf das nicht herausgeführte Bremsgitter der DF31, DF32 oder KF35 von Mullard.



Bild links: Pentode R207 mit Oktal Sockel von 1940 der französichen Firma RT (Dario). Die Spitze (Kappe) ist Steuergitter.
Bild rechts: Anschlüsse R207 von unten. f=Heizung und Bremsgitter, g1=Steuergitter, g2=Schirmgitter, a=Anode, m=Abschirmung.


Subminiatur Pentode DF60 Kurzwelle 1v0 Audion

Die Antenne dämpft den Schwingkreis. Ein HF-Verstärker vor dem Schwingkreis entkoppelt die Antenne. Die Abkürzung 1v0 beschreibt ein Audion mit einer HF-Stufe, der Audion-Stufe und keiner NF-Stufe. V1 ist der Breitband-HF-Verstärker. L1 bildet mit der Kapazität zwischen Gitter und Kathode einen Schwingkreis. L2 bildet mit der Kapazität zwischen Anode und Kathode einen Schwingkreis. Der Reihenwiderstand R1 dämpft den Anodenschwingkreis. Die Induktivitäten L1, L2 sind Fastron SMCC. Die Festinduktivität hat eine Wicklungs-Kapazität. Die Angabe Serien-Resonanz-Frequenz (SRF) grösser gleich 9MHz bei der 33uH SMCC bedeutet eine Kapazität von kleiner gleich 9.5pF. Die Anode-Kathode Kapazität der Subminiatur Pentode 5678 beträgt 4,6pF. Der Anodenschwingkreis besteht somit aus 33uH parallel zu 14.1pF und hat eine Resonanzfrequenz von 7.4MHz. Die Röhre 5678 gibt es bei Pollin oder bei Frag Jan zuerst.




1j18b 0v1 Batterieröhren Kurzwelle Audion

Ein Audion mit zwei Röhren besteht aus der Audion Stufe wie oben und einer NF Verstärker Stufe. Diese Schaltung wird 0v1 genannt. Null HF Verstärker, Audion, ein NF Verstärker.


Die russischen Subminiaturröhren 1j18b benötigen nur 1.2V Heizspannung aus einem NiCd oder NiMH Akku. Der Ausgangsübertrager TR1 wird nur von Wechselstrom durchflossen. Für Übertrager ohne Luftspalt ist das sinnvoll. Von Reichelt wird als NFU 1-10 ein kleiner 1:10 NF Übertrager angeboten mit gemessen LPRI = 920mH, LSEC = 9.2mH, k = 0.88. Besser klingt ein 100V Ela Übertrager wie Visaton TR10.16 der bei Reichelt im Angebot ist. Ein 5VA Netztrafo mit 230V auf 6V eignet sich auch als NF-Übertrager. Bei kleineren Trafos ist die Induktivität der Primärwicklung zu gross, man erreicht nicht eine obere Grenzfrequenz von 5kHz. Bei Reichelt gibt es den 5VA Trafo EI 42/14,8 106 mit einmal 230V und einmal 6V Wicklung Siehe auch Netztrafos als Ausgangsübertrager.
Wird ein Stereokopfhörer angeschlossen können beide Einzellautsprecher parallel oder in Reihe geschaltet werden. Bei Parallelschaltung ist die Lautstärke kleiner, die untere Grenzfrequenz ist 150Hz mit dem NFU 1-10. Bei Reihenschaltung ist die Anpassung und damit die Lautstärke besser, die untere Grenzfrequenz steigt aber auf 500Hz an. Für Reihenschaltung werden die beiden Sekundäranschlüsse des TR1 an die Spitze und an den Ring des Klinkensteckers angeschlossen. Der Schaft des Klinkensteckers wird nirgends angeschlossen.

EF95 0v1 Netzröhren Kurzwelle Audion

Die folgende zwei Röhren Schaltung benötigt mindestens 12V Gleichspannung und 180mA Strom wenn Anodenanschluß und Heizungsanschluß verbunden werden. Die erste Röhre V1 arbeitet als Audion mit Rückkopplung. Die zweite Röhre V2 arbeitet als NF Verstärker. Die Heizfäden der beiden EF95 (EF905, 6j1p UdSSR, 6AK5 oder 5654 USA) Pentoden sind in Reihe geschaltet. Bei der EF95 Röhre liegen Abschirmung und Bremsgitter an der Kathode. Die ECO Oszillator Schaltung kann deshalb nicht gebaut werden, siehe Penta 2008. Die Gitterkapazität Cg1 von EF95 ist 4.1pF, der Schwingkreis wird deshalb nur wenig belastet. Eingangswiderstand bei 100MHz ist bei EF95 7kΩ.
Die Beschaltung der Audion Röhre V1 in Leithäuser Schaltung ist wie oben beschrieben. Röhre V2 ist der NF Verstärker. R5 und C6 bilden einen Tiefpass und verhindern das Hochfrequenz an den NF Verstärker Eingang gelangt. Wegen dem Spannungsabfall an R6 ist die Kathode von V2 positiver als das Gitter, bzw. das Gitter ist negativer als die Kathode. Eine negative Gittervorspannung von -0.5V ist nötig damit die Röhre als möglichst linearer Verstärker arbeitet. Damit der Kathodenwiderstand nicht die Wechselspannungsverstärkung von V2 reduziert wird C7 parallel geschaltet. Über R2 erhält V1 ein negative Gittervorspannung von -0.1V.


Für ein Audion mit zwei EF95 oder EF184 Röhren ist ein Netzteil sinnvoll. Am einfachsten wird die Heizspannung von 12V aus einem Steckernetzteil geholt und die Anodenspannung von 27V aus 9V Batterien. Für eine komplette Netzspeisung lassen sich mit einem handelsüblichen 2*12V Trafo mit 5VA Leistung leicht 12V Wechselspannung für die Heizung und 24V Gleichspannung für die Anode erzeugen. Bei 10mA Anodenstrom und 300mA Heizstrom ist die abgegebene Leistung 3.9W. Die eine Wicklung des Trafos wird stärker belastet als das Datenblatt erlaubt. Ein 10VA Trafo gibt mehr Reserve.
Achtung: 230V sind lebensgefährlich! Am besten benutzt man eine Kaltgerätebuchse mit eingebautem Entstörfilter und Sicherung um die offen liegende 230V Verdrahtung so gering als möglich zu halten. Am besten Schrumpfschlauch über die 230V Lötstellen ziehen und schrumpfen als Schutz gegen Berührung oder Lüsterklemmen benutzen bei Entstörfilter mit Kabelenden als Ausgang. Das Netzteil in ein Kunststoffgehäuse einbauen.


1j18b 0v2 Batterieröhren Kurzwelle Audion

Mit drei Röhren läßt sich ein 1v1 oder ein 0v2 Audion aufbauen. Beispiele für 1 HF Stufe, Audion, 1 NF-Stufe sind der Bandfilter Kraftempfänger aus Funkschau 5/1931 und der Grundig Liliput mit drei RV12P2000 Röhren von 1947. Die 1j18b oder DF91 Röhre ist schlecht als 7MHz HF Verstärker geeignet. Deshalb wird ein 0 HF-Stufe, Audion, 2 NF-Stufen gebaut. Empfangsbereich ist 5700kHz bis 7500kHz. Als Antenne wird eine 60cm Stabantenne angeschlossen. Über die Länge der Stabantenne wird die Trennschärfe/Empfindlichkeit festgelegt. 40cm Antenne ergeben gute Trennschärfe und schlechte Empfindlichkeit, 60cm Antenne ergeben schlechte Trennschärfe und gute Empfindlichkeit.
Röhre V1 arbeitet in Leithäuser Schaltung wie im 0v0 Audion beschrieben. Die Röhre V2 ist der erste NF Verstärker. Die Gittervorspannung wird "automatisch" durch R5 erzeugt. Der hohe Anodenwiderstand R6 liefert eine gute NF-Verstärkung. Durch R7 bleibt die Schirmgitterspannung unter der Anodenspannung. Achtung: Der übliche Kondensator zwischen V2 Schirmgitter und GND erzeugt "motorboating", ein blubberndes Geräusch wie von einem Schiffsdiesel. V3 ist der zweite NF Verstärker. C7 bildet mit der Primärwicklung von TR1 einen Parallelschwingkreis und sorgt für einen recht linearen Frequenzgang. Die 45V Anodenbatterie besteht aus 5 Stück 9V Batterien oder 4 Stück 12V Batterien im Lady Batterie (UM5) Format, passende Batteriehalter hat Reichelt. Das Batterieröhren Audion soll mit Batterien in ein kleines Gehäuse eingebaut werden. Die Schaltung benötigt 2mA bei 48V und 66mA bei 1.2V. Der Klang ist rein, die Empfindlichkeit ist für drei Röhren mit 1mA/V Steilheit gut. Während ich diese Zeilen schreibe höre ich gerade Musik von Radio Makedonias auf 7450kHz mit dem Audion und der Stabantenne. Der DJ "Wolfman Jack" ist auf 6055kHz zu hören.
Für L1 kann auch der Ferroxcube Ferritring TN 14/9/5 mit 4C65 (AL-Wert 54nH, Kennfarbe dunkel violett) mit 36 Windungen verwendet werden. Der Amidon FT37-61 funktioniert ebenfalls mit 36 Windungen. Ein zweipoliger Schalter genügt als Einschalter. Geschaltet wird Anodenspannung und Heizspannung.
Die Schaltung kann auch mit europäischen Miniatur-Röhren DF91 (1F3, 1T4), DF92 (1F2, 1L4) , DF96 (1AF4, 1AJ4, 1F1) oder DF97 (1AN5) aufgebaut werden. Dann ist die Heizspannung 1.4V und Heizstrom 50mA oder 25mA. Wegen der kleinen Heizleistung werden Batterieröhren nicht heiß. Der Glühfaden leuchtet sehr schwach. Das orange Leuchten ist nur bei Dunkelheit zu sehen.


Die russische Subminiaturröhre 1Ж18Б (1j18b, 1Sh18B, 1Z18B) hat fünf Anschlussdrähte. Am oberen Ende der Röhre ist die Anode (PA). Neben einem der unteren vier Drähte ist ein schwarzer Fleck auf dem Glaskolben. Von links nach rechts (Anode zeigt nach oben, Fleck nach links) sind die Anschlüsse Heizung (H1), Kathode (PK), Steuergitter (G1) und Schirmgitter (G2). Der Kathodenanschluß ist gleichzeitig Heizung (H2), Bremsgitter (G3) und Abschirmung.

1j18b 0v2 Batterieröhren Kurzwelle Audion mit Kapaziätsdiode

Der Drehkondensator kann durch eine Kapazitätsdiode ersetzt werden. In dem folgenden 0v2 Audion wird die Hartley Oszillator Schaltung benutzt. Der Schwingkreis besteht aus Sperrschichtkapazität von D1, C2, L1 und L2. L1, L2 und L3 sind Fastron SMCC Festinduktivitäten. Die Frequenzabstimmung erfolgt grob über R1 und fein über R2. Natürlich kann auch ein Mehrgangpoti verwendet werden. Die Antenne wird direkt an den Schwingkreis gekoppelt, das Gitter über C3 und die Anode über C4. Über R3 wird die Abstimmspannung zugeführt. Die weitere Schaltung ist wie beim 0v2 Audion mit Drehko Abstimmung.


Werden Röhren mit indirekter Heizung eingesetzt sind weitere Audion Schaltungen möglich. Die Röhre 12Ж1Л (12j1l, 12SH1L) benötigt eine Heizung von 12V und 75mA. Ein ECO Audion mit Oszillator in Hartley Schaltung wird von Burkhard Kainka unter Pentoden Audion beschrieben. Mit der EF184 ist die ECO Schaltung auch möglich weil Abschirmung und Bremsgitter eigene Anschlüsse haben. Siehe KW-Röhrenaudion mit 12 V Anodenspannung von Lutz Höll, DK3WI. Hans Nussbaum, DJ1UGA, beschreibt in Funk 6/2002 unter "KW-Röhrenaudion für 12 V" ein Audion mit ECC86 Röhre in Kaskode Schaltung. Bei der Kaskode Schaltung wird die Anode der ersten Triode direkt mit der Kathode der zweiten Triode verbunden. Die Rückkopplung wird über die Gleichspannung am Gitter der zweiten Triode eingestellt. Die Kaskode erreicht die Verstärkung einer Pentode und rauscht weniger. Die ECC86 ist eine Autobatterie Röhre für 6V oder 12V Anodenspannung. Heizung ist 6.3V und 330mA.

Schaltungsideen

Für das Röhren Audion sollen einige Schaltungsideen zu den Urhebern zurückverfolgt werden:

Superheterodyne





Abbildung oben: Schaltung aus Schreiben "A method of receiving short continous waves" vom 3.Jun.1918 von Armstrong.
Abbildung unten: Standard Superhet Schaltung. Triode 1 ist Oszillator, 2 ist Mischer, 3 bis 5 sind ZF-Verstärker, 6 ist Audion, 7 bis 8 sind NF-Verstärker.

Der Superheterodyne Empfänger oder kurz Superhet ist bis heute die am meisten eingesetzte Schaltung für Radioempfänger. In den U.S.A. hat Edwin Howard Armstrong das Patent 1342885 am 8.Feb.1919 angemeldet. Im Schreiben "A method of receiving short continous waves" von 1918 hatte Armstrong sich nicht als Erfinder bezeichnet. Als amerikanischer Verbindungsoffizier hatte er Informationen weitergemeldet welche von verbündeten Nationen oder vom Feind stammten. Eine Gerichtsverhandlung in U.S.A. sprach im Jahr 1928 die Superhet Erfindung dem Franzosen Lucien Lévy zu. Von Paul Laüt, einem anderen Franzosen, gibt es ein Memo welches älter als das Lévy Patent ist. Der Gedankenaustausch zwischen England, Frankreich und U.S.A. während dem 1. Weltkrieg gegen den gemeinsamen Feind Deutschland war vielleicht der stärkste Antrieb für die Superhet Erfindung. Im 1. Weltkrieg wurde die Heterodyne-Schaltung (Überlagerungs-Schaltung) von den Engländern für die Funkpeilung benutzt. Dem Heterodyne-Empfänger werden zwei Frequenzen zugeführt, die Empfangsfrequenz von der Antenne und die Überlagerungsfrequenz aus einem lokalen Oszillator. Die beiden Frequenzen mischen sich zu einer Differenzfrequenz und zu einer Summenfrequenz wenn die Kennlinie des Verstärkers nicht linear ist. Die Differenzfrequenz ist für Menschen hörbar. Ohne eine "richtige" Mischstufe enthält dieser Empfänger schon alle Elemente eines Superhet: lokaler Oszillator, Mischstufe und Verstärker. Die Differenzfrequenz bei einem Superhet ist nicht hörbar.
Die verschiedenen Superhet-Empfänger unterscheiden sich deutlich in der Mischstufe. Für die Mischstufe wurden bis in die 1950er Jahre neue Röhren entwickelt. Als mathematische Operation führt die Mischstufe eine Multiplikation aus und es wurde versucht mit immer neuen Mischröhren diese Multiplikation mit immer weniger Verzerrungen und für immer höhere Empfangsfrequenzen auszuführen.
Die aktuellen SDR Empfänger wie der Perseus lösen das Mischproblem mit Hilfe der Digitaltechnik. Nach einer Analog/Digital Wandlung die heute schon für Empfangsfrequenzen bis 30MHz genügend schnell und genügend genau durchgeführt werden kann wird die Multiplikation digital in einem FPGA ausgeführt.

Triode: RCA Super-Heterodyne AR-812




Der RCA Super-Heterodyne Empfänger AR-812 von 1924 war der erste Superhet Empfänger für den Massenmarkt. Es wurden geschätzt 164000 Empfänger hergestellt. Der AR-812 war mit 6 Batterieröhren 99 von RCA bestückt. Der AR-812 hatte nur zwei Frequenzeinsteller, die Batterien und eine Rahmenantenne waren im Gehäuse untergebracht. Nur ein Hornlautsprecher mußte extern angeschlossen werden. Die stromsparenden 99 Röhren benötigten keinen Bleiakkumulator als Heizbatterie. Diese Ausstattung war für ihre Zeit benutzerfreundlich.
Der AR-812 Superhet hat einige Schaltungs-Besonderheiten welche das 6 Röhren Gerät so leistungsfähig wie ein übliches 8 Röhren Gerät machten. Einmal wurde das Reflex-Prinzip eingesetzt in der ersten Röhre. Zweitens wurde eine selbstschwingende Mischstufe eingesetzt. Drittens wurde beim lokalen Oszillator die zweite Harmonische benutzt. Der Schaltungskniff mit der zweiten Harmonischen stammt von Harry Houck. Die Zwischenfrequenz des AR-812 war nur 40kHz. Liegen Empfangsfrequenz und Oszillatorfrequenz eng beieinander wird die Oszillatorfrequenz leicht von der Empfangsfrequenz "mitgezogen". Der Mitzieheffekt war störend beim Empfang eines schwachen Senders dessen Sendefrequenz nahe der Sendefrequenz eines starken Senders lag, besonders bei Benutzung der Reflexschaltung.
Die zweite Harmonische ist die doppelte Frequenz der Grundfrequenz. Bei einem Empfangsbereich von 550kHz bis 1600kHz und einer Zwischenfrequenz von 40kHz musste der Oszillator zwischen (550Khz+40kHz)/2 und (1600kHz+40kHz)/2 schwingen. Jeder Oszillator schwingt auf der Grundfrequenz mit einer stärkeren Amplitude als auf einer Harmonischen. Die Oszillator-Grundfrequenz von 295kHz für die Empfangsfrequenz von 550kHz führte zu einem Doppelempfang auf der Frequenz 295kHz-40kHz. Wegen diesem Selektionsproblem wurde bei späteren Superhet-Empfängern wieder auf den "second harmonic oscillator" Schaltungskniff von Harry Houck verzichtet.

Bigrille: Ducretet Radiomodulateur RM7

In Frankreich hat die Superhet-Entwicklung mit der Doppelgitter-Röhre (Raumlade-Tetrode, Bigrille) einen eigenen Weg eingeschlagen. Die Bigrille-Röhre mit ihrem Raumlade- und Steuergitter war die erste Mischröhre. In U.S.A. und Deutschland wurde diese Mischröhre nicht eingesetzt.  Im Ducretet RM7 Empfänger von 1925 wird die übliche Bigrille Mischschaltung eingesetzt. Das Raumladegitter und die Anode bilden zusammen mit einem Schwingkreis und einer Rückkopplungswicklung einen Meissner Oszillator. Die Empfangsfrequenz wird am Steuergitter zugeführt. Die Differenzfrequenz wird an der Anode abgegriffen. Im Verglich zur Armstrong/Houck Schaltung im AR-812 ist die Bigrille Schaltung eleganter.

Tetrode: Philco Modell 70

Der zweite Superhet Bestseller war das Philco Modell 70 von 1931 mit geschätzt 288620 Einheiten. Das Philco Modell 70 wurden mit 110 Volt Wechselspannung versorgt. Der Lautsprecher war eingebaut und nur noch ein Frequenzeinsteller war zu bedienen, ein Fortschritt zum AR-812.
Das Modell 70 benutzte 6 indirekt geheizten Röhren sowie eine Gleichrichterröhre. Die Schirmgitter-Tetrode 24 mit indirekter Heizung wurde beim Philco Modell 70 als Mischröhre eingesetzt. Die Meissner-Oszillator-Schaltung benutzt eine Rückkopplung zwischen Kathode und Anode. Die Empfangsfrequenz wurde am Steuergitter zugeführt.

Pentagrid (Heptode): RCA T4, RCA BP-10

RCA 4T
Bild: RCA 4T

Die RCA Kleinsuper T4-8A, T4-9A und 4T von 1935 bis 1936 enthalten 3 indirekt geheizten Röhren sowie eine Gleichrichterröhre. Die Mischröhre 6A7 ist eine indirekt geheizter pentagrid converter (Heptode),. Bei dieser Heptode folgt auf die Kathode das Oszillator-Steuergitter und dann die Oszillator-Hilfsanode. Die weiteren Gitter sind ein Schirmgitter, das Misch-Steuergitter, ein zweites Schirmgitter und die Anode. Der pentagrid converter kann als Weiterentwicklung der Bigrille Röhre angesehen werden. In beiden Fällen liegen Oszillator-Teil und Misch-Teil im gleichen Elektronenstrom von Kathode nach Anode.


Bilder: RCA BP-10

Das RCA Westentaschenradio BP-10 von 1941 ist ein Klassiker. Die Mischröhre ist eine 1R5 Pentagrid. Kurz vor dem Eintritt der U.S.A. in den zweiten Weltkrieg zeigte RCA den Stand der Radiotechnik. Während dem Krieg wurde das BP-10 nicht produziert. Die Heizbatterie hat 1,5V, die Anodenbatterie hat 67,5V. Der 4 Röhren Superhet empfängt Mittelwelle. Der Deckel enthält eine Rahmenantenne.

Triode/Pentode Emerson 747

Das Batterieröhren-Taschenradio Emerson 747 von 1954 benutzt die Subminiaturröhre 1V6 für die Mischstufe. In der 1V6 ist eine Triode und eine Pentode eingebaut. Die Triode erzeugt die Oszillatorfrequenz, die Pentode arbeitet als Mischröhre. Üblicherweise wurde das Steuergitter der Triode mit dem Steuergitter der Pentode verbunden. Dies ist eine additive Mischstufe bei der zuerst zwei Wechselströme überlagert werden. Die im Idealfall quadratische Kennlinie der Mischröhre sorgt dann für die Multiplikation.

Triode/Hexode Telefunken Ocean 659WLK

Eine typische europäische Mischröhre ist die Triode/Hexode. Im Telefunken Radio Ocean 659WLK von 1935 wird die Telefunken Röhre ACH1 eingesetzt. Die Triode wird wieder als Oszillator-Röhre benutzt. Die Hexode besitzt zwei Steuergitter und zwei Schirmgitter. Mit den zwei Steuergittern kann eine multiplikative Mischstufe gebaut werden. Hier soll nun die Kennlinie der beiden Steuergitter möglichst linear sein. Die Multiplikation ergibt sich durch den Einfluss der Steuergitterspannung auf den Anodenstrom.

Triode/Heptode Telefunken Allegro

Die zweite typische Telefunken Mischröhre ist die Triode/Heptode. Die Heptode hat ein Bremsgitter vor der Anode mehr als die Hexode. Die bekannteste Triode-Hexode ist wahrscheinlich die ECH81 welche ab 1952 ist fast jedem europäischen Netzstrom-Radioempfänger zu finden war. Die ECH83 von 1957 war vielleicht die letzte in Europa entwickelte Radioempfänger-Mischröhre bevor die Transistoren das Innenleben der Radios übernahmen.


Miniatur Heptode DK92 Kurzwelle Regenerodyne

Die Trennschärfe (Selektivität) eines Einkreisers ist beschränkt. Ein Zweikreiser, Dreikreiser usw. besitzt mehrere auf die Empfangsfrequenz eingestellte Schwingkreise. Soll die Frequenzeinstellung mit einem Knopf erfolgen ist Gleichlauf zwischen den Schwingkreisen ein Problem. Der Regenerodyne von Gary Johanson, WD4NKA, löst das Problem der Trennschärfe anders. Das rückgekoppelte Audion (regenerative receiver) arbeitet auf einer Frequenz die niedrig genug ist um mit nur einem Kreis die gewünschte Trennschärfe zu erreichen. Der Detektor arbeitet auf der Zwischenfrequenz. Ein Mischer vor dem Detektor bringt die Empfangsfrequenz auf die Zwischenfrequenz. Bei dem Regenerodyne ist die LO Frequenz des Mischer fest und die Audion Frequenz einstellbar. Bei dem 1937 "Super Gainer" von Frank Jones, W6AJF, ist die LO-Frequenz einstellbar und die Audion-Frequenz fest bei 465kHz. Diese niedrige Zwischenfrequenz ergibt einen schmalbandigen Empfänger, gut für CW (Morse) und schlecht für Rundfunk. Die Röhren waren 6F7 Pentode/Triode mit Pentode als Mischer, Triode als Oszillator und 6A6 Doppeltriode für Audion und NF-Verstärker. Siehe Jones Radio Handbook 1937.



Schwingkreis C1/Sekundärseite von TR1 wird auf Empfangsfrequenz eingestellt. Dieser Schwingkreis dämpft den Spiegelfrequenzempfang. Der Pentagrid Mischer V1 enthält einen Quarz-Oszillator in Pierce Schaltung. Mit C3 wird die Audion Frequenz eingestellt. Die beiden Drehkondensatoren C1 und C3 werden üblicherweise mit einem Knopf bedient. Bei einer LO Frequenz von 10Mhz und einem Empfangsbereich von 5800kHz bis 7500kHz ist die Audion-Frequenz 4200kHz bis 2500kHz. Das Audion benutzt die Schnell-Schaltung.

Triode/Heptode ECH83 Kurzwelle Regenerodyne

Laut Johanson ist ein Mischer mit eigener LO Röhre besser. Zur Heptode/Triode Mischröhre ECH83 passt die EF97. Beide Röhren sind für 12V Anodenspannung geeignet. Die Heizspannung bei Serienschaltung beträgt auch 12V, getrennte Spannungsversorgung für Anode und Heizung ist nicht nötig.



Halbleiter Audion

Der Transistor ist ein stromgesteuertes Bauteil, der Feldeffekt-Transistor (FET) ist spannungsgesteuert. Der FET ist der echte Nachfolger der Elektronenröhre. Der Transistor verdrängte ab 1954 die Röhre in den Radioempfängern. Bei einigen Radios nur in der NF Stufe, wie beim Tom Thumb TT-600, oder im kompletten Empfänger, wie beim Regency TR-1. Der FET erschien nach dem Transistor auf dem Markt. Eine Integrierte Schaltung (IC) wurde zuerst mit Transistoren, Widerständen, Dioden und selten auch Kondensatoren auf einem Stückchen Silizium gebaut. Die FET Technik hielt ebenfalls Einzug bei den ICs.

Mittelwellenaudion mit TA7642

Das IC TA7642 ist ein echter Oldtimer. Als ZN414 wurde es 1972 von Ferranti entwickelt. Ein kleines Gehäuse mit drei Anschlüssen enthält ein komplettes Halbleiter-Audion. Mit zehn Transistorfunktionen wird eine hochohmige Eingangsschaltung in Kollektorschaltung, ein mehrstufiger HF-Verstärker und ein Audion mit Demodulation an der Basis-Emitterstrecke eines Transistors realisiert. Hier wird die Geschichte und das Innenleben dieses IC Dinosauriers erklärt. Die Ferranti Applikationsschaltung zeigt das IC von seiner langweiligen Seite, als einfaches Audion. Mit passender Beschaltung zeigt das IC eine gut einstellbare Rückkopplung. Die Lautstärke und gleichzeitig die Rückkopplung wird in dieser Schaltung mit R3 eingestellt. Der TA7642, die Ferritstabantenne L1, der Drehkondensator C1, der Poti R3 mit Einschalter und der Lautsprecher stammen aus dem Franzis Retroradio Bausatz, der bei Pollin für knapp 10 € angeboten wird (Stand Oktober 2010).
Der Parallelschwingkreis L3, C6 vor dem Verstärker bildet ein 9kHz Sperrfilter. Der Frequenzabstand zwischen zwei Sendern ist in Europa auf Mittelwelle 9kHz. Die Trägerfrequenz des Nachbarsenders ertönt ohne den Sperrfilter als lauter 9kHz Ton im Lautsprecher. Der NF-Verstärker besteht aus der Treiberstufe Q1 und der Gegentaktendstufe Q2, Q3. Zusammen bilden die drei Transistoren einen invertierenden Verstärker. Die Verstärkung hängt von dem Verhältnis R5 zu R4 ab, wenigstens solange der Basisstrom von Q1 klein ist im Vergleich zu den Strömen durch R4 und R5. Der Basisstrom ist in dieser Schaltung nicht zu vernachlässigen und reduziert die Verstärkung. Die Spannungsverstärkung des Verstärkers liefert alleine Q1. Die Endstufe in Kollektorschaltung liefert eine Stromverstärkung, die Spannungsverstärkung ist kleiner als eins. Wegen der niedrigen Betriebsspannung ist die Endstufe durch C7, C8 an die Treiberstufe gekoppelt. Dank TA7642, Sperrfilter und Gegentaktendstufe holt dieser Radio viel Leistung aus einer 1,5V Batterie. Der Lautsprecher des Retroradio Bausatzes ist bescheiden. Mit einer Edirol MA-5 Lautsprecherbox liefert die Schaltung fast schon Zimmerlautstärke. Tagsüber lassen sich nur zwei oder drei Sender empfngen. Nachts sind es 20 oder mehr Sender.



Die Lautstärke/Rückkopplung kann bei dem TA7642 auch an einer zweiten Stelle eingestellt werden. Die oben darstellte Methode wird leicht von starken Eingangssignalen übersteuert. Die Methode nach Dan McGillis auf TheRadioBoard ersetzt den Widerstand zwischen TA7642 Eingang und Ausgang durch einen Poti. In der Luxus-Version wird R2 durch die Reihenschaltung 470Ω Widerstand und 10kΩ Poti ersetzt. Dann ist auch bei sinkender Batteriespannung der beste Arbeitspunkt einstellbar.




Kurzwellenaudion mit BF245A

Ein Transistor-Audion benötigt für die Funktionen HF-Verstärkung mit Rückkopplung und Demodulation zwei Verstärkerbauteile. Der HF-Verstärker wird mit einem JFET BF245A aufgebaut, der Demodulator mit einem BF199. Die Rückkopplung entsteht durch den Millereffekt. Der Drehkondensator C1 bestimmt die Empfangsfrequenz. Über den Potiometer R1 wird die Stärke der Rückkopplung eingestellt. Die Demodulation erfolgt an der Diode zwischen Basis und Emitter in Q1. Über R3 erhält diese Diode eine Vorspannung. Der CRC Tiefpass C4, R5, C5 beseitigt HF-Reste. Der Sperrfilter L3, C6 arbeitet auf 5kHz. Ohne Sperrfilter ist die Trägerfrequenz des Nachbar-Sender als 5kHz Pfeifton zu hören. Der NF-Verstärker besteht aus einem komplementären Emitterfolger. Die Lautstärke reicht für einen MP3-Player Kopfhörer wie den Sennheiser CX300.


Ein NF Verstärker läßt sich auch ohne IC aufbauen. Der NF Verstärker ist für 50 Ω Lautsprecher ausgelegt. Bei einer Batteriespannung von 6V ist die Ausgangsleistung maximal 50mW bei einer Eingangsspannung von 62mVss. Der Eingangswiderstand ist 50kΩ. Die Schaltung ist ein diskreter Operationsverstärker. Q1 und Q2 bilden den Differenzverstärker. Die Basis von Q1 ist der + Eingang, die Basis von Q2 ist der - Eingang des Opamp. Q3 ist der Treiber für die Endstufe. Die Gegentakt-Endstufe Q4, Q5 arbeitet wegen der Dioden D1, D2 im AB-Betrieb. Es gibt keine Übernahmeverzerrungen. Die Verstärkung des Opamp wird über die Gegenkopplung R5, R6 bestimmt. C1 und C4 sind nötig weil es keine symmetrische Spannungsversorgung gibt. R1 und R2 legen den + Eingang des Opamp auf ungefähr die halbe Batteriespannung.
Die Bauteile C3 und R7, R8 bilden eine Abweichung von der klassischen Opamp Schaltung. C3 ist ein Booster-Kondensator. R7 und R8 bilden den Kollektorwiderstand von Q3. C3 kann für kurze Zeit die Spannung am unteren Ende von R7 negativer als 0V machen. Das verbessert die Aussteuerung von Q5.
C2 bestimmt die obere Frequenz. Der Wert von 47pF ergibt einen Frequenzgang bis 18kHz. Wer möchte kann diesen kleinen Verstärker als Kopfhörer Verstärker nutzen. Dank Batteriespeisung dürfte es kein Netzbrummen geben. "Echte" Hi-Fi Freaks werden über diese "allzu konventionelle" Schaltung die Nase rümpfen. Trotz der wenigen Bauteile (oder gerade wegen der wenigen Bauteile) hat die Schaltung ein gutmütiges Verhalten bei Übersteuerung. Wer möchte kann die Transistoren Q1 und Q2 paarweise vermessen. Ebenfalls sollten Q4 und Q5 möglichst identische Kennwerte haben. Das ist nicht nötig für die normale Funktion des Verstärkers, unterscheidet aber einen High-End Verstärker von einem Ghetto-Blaster.
Die Bauteile C101, R101 und Vs1 sind Teil der Spice Simulation. Der Widerstand R102 ist der 50 Ω Lautsprecher. In der Praxis wird der obere Anschluss von L2 aus der Audion Schaltung oben mit der Basis von Q1 verbunden. Die Sekundär-Seite des NF-Trafo bleibt offen.




Sender

Ohne Rundfunksender ist ein Rundfunkempfänger nutzlos. In Deutschland darf jeder Empfänger bauen. Sender bauen dürfen nur Funkamateure. Diese Sender dürfen nur auf den Amateurfunk-Bändern senden. Neben den Amateurfunk-Frequenzen gibt es die ISM Bänder. Wer ohne Amateurfunk-Lizenz senden will, obwohl dies verboten ist, soll bitte diese Frequenzen benutzen. Ein Sender auf ISM Frequenz ohne allgemeine Zulassung ist übrigens auch verboten. Auf Kurzwelle sind die ISM Frequenzen 6,765 MHz bis 6,795 MHz und 13,553 MHz bis 13,567 MHz. Das CB-Funk Band von 26,957 MHz bis 27,283 MHz ist auch ein ISM Band.


Funken-Sender



Bild links: Kleiner Funken-Sender von 1919 (Signal Corps Radio Pamphlet No. 40). Bild rechts: Funken-Sender mit Relais

Die Sendeversuche von Heinrich Hertz wurden etliche Jahre vor der Entwicklung von Sende-Röhren durchgeführt. Die Hochfrequenz wurde zuerst mit Knallfunkensendern, später mit Löschfunkensendern oder rotary spark gap Sendern erzeugt. Die Funkensender sind nur für Telegraphie geeignet. Ein Funken-Sender läßt sich leicht mit einem Relais aufbauen. Der Relais-Kontakt K1 öffnet wenn das Relais anzieht. Dadurch fällt das Relais wieder ab und der Zyklus beginnt von vorne. Das Relais ist wie ein Summer oder eine Klingel geschaltet. An der schwingenden Kontaktfeder einer Klingel sieht man Funken. Diese Funken entstehen durch die Induktivität der Relaiswicklung. Öffnet der Relaiskontakt wird der Stromfluß durch die Relaisspule abrupt beendet. Das Magnetfeld der Relaisspule induziert eine Spannung in die Relaiswicklung welche deutlich höher als die Batteriespannung ist. Wird Kontakt K1 geöffnet entlädt sich die Relaisspule in den Schwingkreis C1, C2, L1. Die Sendefrequenz liegt bei 585kHz, am Anfang des Mittelwellenbandes. Die Funken des Senders sind als Prasseln im Radioempfänger zu hören. Das benutzte Relais hat einen Gleichstromwiderstand von 160Ω und eine Induktivität von 180mH.




Bitte links: Breadboard Aufbau. Bild rechts: Spannung am Schwingkreis. X-Achse 2us, Y-Achse 10V pro Kästchen.


Lichtbogen-Sender

Der Lichtbogensender von Valdemar Poulsen und der Maschinensender von Ernst Alexanderson erlaubten eine Amplituden-Modulation. Für kleine HF-Leistungen läßt sich der Lichtbogen durch eine Glimmlampe ersetzen. Lichtbogen und Glimmlampe haben in der Kennlinie Bereiche mit negativem differentiellen Widerstand, d.h. während die Spannung über dem Bauteil steigt sinkt der Strom. Die Modulation erfolgte beim Lichtbogensender durch Starkstrommikrofone die direkt vom HF-Strom durchflossen wurden. Von Telefunken und General Electric wurden auch Magamps zur Niederfrequenzverstärkung eingesetzt.



Bild links: Lichtbogen-Sender von 1919 (Signal Corps Radio Pamphlet No. 40). Bild rechts: Glimmlampen-Sender

Ein Magamp (magnetic amplifier) erlaubt die Verstärkung von Niederfrequenz-Strömen. Ein Magamp funktioniert nur mit einer Wechselstromspeisung. Durch einen veränderbaren Gleichstrom in der Steuerwicklung werden die Eisenkerne des Magamp mehr oder weniger weit in die Sättigung gesteuert. Die Verstärker-Wirkung ergibt sich aus dem unterschiedlichen Blindwiderstand XL der Lastwicklungen des Magamp. Magamps sind besonders gut geeignet für kleine Spannungen und große Ströme und werden heute in Schaltnetzteilen für mehrere Ausgangsspannungen eingesetzt. Die Haupt-Ausgangsspannung von 5V wird durch den Schalttransistor im Primärkreis geregelt. Die Neben-Ausgangsspannungen wie 12V, -5V, ... werden durch je einen Magamp im Sekundärkreis geregelt.




Crystodyne-Sender

Oleg V. Lossev (oder Losev, Losseff) hat 1924 schon Halbleiter zum Bau von Oszillatoren und Verstärkern benutzt. Er benutzte einen Metall-Halbleiter Übergang wie bei einer Schottky Diode. Bei einer Vorspannung von 8V..14V gibt es einen negativen differentiellen Widerstand wie bei einer Tunnel-Diode (Esaki-Diode). Als Halbleiter verwendete er Zinkit ((Zn,Mn2+,Fe2+)O, Rotzinkerz). Zinkit gehört zu den II-VI Halbleitern. Die Metalle Zink, Mangan und Eisen haben 2 Elektronen auf der Außenschale, Sauerstoff hat 6 Elektronen. Im Durchschnitt sind 4 Elektronen auf der Außenschale, die typische Anzahl für einen Halbleiter. Das Metall war entweder Kohlenstoff (Bleistiftmine) oder Eisen. Die Metall-Halbleiter Verbindung war wie bei einer Spitzendiode bzw. wie bei einem Kristalldetektor. Zwei Artikel über die Arbeit von Lossev lassen sich im Internet finden: The Crystodyne Principle in Radio News, September 1924 und The crystal as an generator and amplifier in The wireless world and radio review, Oktober 1924.
Es gibt eine Legende, wonach die Erfinder des Transistors erst mit der Arbeit begonnen haben, nachdem sie ein Radio von einem Funkamateur mit Verstärkerbauteilen nach Lossev begutachtet hatten.
Nyle Steiner, K7NS, benutzt oxidiertes Zinkblech anstelle von Zinkit für den Zinc Negative Resistance Oscillator und für den Zinc Negative Resistance RF Amplifier. Allgemein dürften die Detektor-Empfänger Mineralien wie Franklinit ((Zn,Mn2+,Fe2+)(Fe3+,Mn3+)2O4 , Zinkoferrit), Zinkblende (Zink(II)-sulfid, Sphalerit), Pyrit (Eisen(II)-disulfid, Katzengold) auch geeignet sein. Weitere Bauteile mit fallender Kennlinie sind Dynatron, DIAC, Gunn-Diode. Das Dynatron besteht aus einer Elektronenröhre (meist Tetrode, manchmal auch Triode oder Pentode) und einem Parallel-Schwingkreis. Beim Tetrode Dynatron ist die Schirmgitterspannung größer als die Anodenspannung. Beim Triode Dynatron ist die Gitterspannung größer(!) als die Anodenspannung.

Triode Telefonie Röhrensender

Die Schaltung aus dem Radio Pamphlet zeigt einen Meissner Oszillator. Am Gitter liegen die Rückkopplungswicklung des Oszillator und die Sekundärwicklung des NF-Trafos in Reihe. Eine Amplitudenmodulation erfolgt durch eine gekrümmte Kennlinie. Die Röhre arbeitet ohne Gittervorspannung, die Steuergitter-Kathoden-Diode sorgt für die gekrümmte Kennlinie. Die Batterie im Mikrofon-Stromkreis ist für ein Kohlekörner-Mikrofon nötig.



Bild: Telefonie Röhrensender mit Gittermodulation von 1922 (Signal Corps Radio Pamphlet No.40).


Die LTSpice Simulation des AM-Senders benutzt eine Hälfte der Doppeltriode ECC82. Diese Röhre gibt es neu und günstig bei Thomann. Da nur eine der beiden Trioden in der Röhre benutzt wird ist die Heizung 6.3V bei 150mA (B-Batterie). Die Speisespannung (A-Batterie) ist 100V. Die LTSpice Schaltung enthält einige Verbesserungen. Der Punkt neben den Wicklungen L1a, L1b zeigt den Wicklungsanfang. Die beide Wicklungen sind gegenläufig. Oft schwingt der der Meissner Oszillator nicht weil hier ein Fehler gemacht wird. Die drei Wicklungen L1a, L1b, L1c gehören auf einen Ringkern oder auf einen Spulenträger. Über L1c wird die Hochfrequenz auf ein Koaxkabel ausgekoppelt. Die Sendeleistung ist 250mW. Der NF-Übertrager L2a, L2b hat als Leitungsabschluss den Widerstand R2. Die Trägerfrequenz ist 750kHz. Mit der Gittermodulation ist nur ein kleiner Modulationsgrad möglich.



Bild links: LTSpice Simulation von Telefonie Röhrensender mit Gittermodulation in Meissner Oszillatorschaltung. Bild rechts: Kurvenschrieb Eingang und Ausgang.


Bei dem Kosmos Radiomann Baukasten war der Versuch "79. Eigenes Rundfunkkonzert" der Höhepunkt der Versuche. Ein Sender mit Amplitudenmodulation wurde gebaut. Die Radiomann Schaltung entspricht der Radio Pamphlet Schaltung. Wolfgang Holtmann änderte die Radiomann Schaltung mit einem Klingeltrafo von Gittermodulation zu Anodenmodulation unter Sendeversuche mal anders betrachtet. Neben der Steuergitter Modulation und Anodenmodulation gibt es noch die Schirmgitter Modulation wie in Amplitudenmodulation beschrieben. Eine Modulation durch Germaniumdiode (AA112, AA118, 1N60) oder Schottkydiode ( BAT46, BAT85) wird in der Schaltung Einfachst Modulator beschrieben.

Der aufgebaute Telephonie Sender benutzt die Hartley Schaltung. Die Frequenz ist ungefähr 5925kHz. Die Schwingkreiskapazität ist C1, die -induktivitäten sind L1 und L2. Die Induktivitäten sind Fastron SMCC. Über C3 und C4 wird der Schwingkreis geschlossen. Die Modulation erfolgt über den Übertrager TR1 am Gitter. An der NF-Buchse kann ein MP3-Player angeschlossen werden.
Achtung: In Deutschland ist es verboten den Sender an eine Antenne anzuschließen. Das Aussenden von Musik ist auch verboten. Es ist erlaubt über Kabel das HF-Signal vom Sender zum Empfänger zu führen um z.B. ein Radio zu testen.



Bild links und rechts: Telephonie-Sender mit RCA 99 Triode.


SCR-68 Telefonie Röhrensender

Im Dezember 1917 war der Höhepunkt der Elektronik ein SCR-68 Transceiver in einem zweisitzigen Curtiss Jenny Flugzeug. Der Pilot oder der Beobachter im Flugzeug konnten ein Radiotelefonie-Gespräch mit einem anderen Flugzeug oder mit einer Bodenstation führen, lange vor der Erfindung von D-Netz und iPad. Western Electric baute den AM-Sender mit zwei VT-2 Röhren und den Empfänger mit drei VT-1 Röhren in einen Holzkoffer. Im Radio Pamphlet #40 von 1919 wird die Senderschaltung besprochen. Das Mikrofon T wird über den Übertrager Tr an das Gitter der Modulator-Triode M geführt. Eine nicht benannte C-Batterie mit 22.5V liefert eine negative Gitterspannung. Die Anodenspeisespannung von 275V wird über die NF-Drossel L3 an die Anode der Modulator-Triode M geführt. Die Anodenspannung von M kann theoretisch zwischen 0V und 2*275V schwanken. Über die HF-Drossel L2 und den Filterkondensator C1 gelangt diese schwankende Gleichspannung zum Oszillator in Hartley-Schaltung. Der Schwingkreis-Kondensator besteht aus der Antennen-Kapazität. Die Gitterkombination besteht aus R1 und einem nicht benannten C.  Über den Anoden-Abgriff wird die Induktivität und damit die Sendefrequenz zwischen 600-1500 kHz eingestellt. Die Sendeleistung war 0.75W. Die Antennen-Anpassung erfolgt über einen zweiten Abgriff. Weitere Infos über SCR-68 und VT-2 gibt es bei UV201,  Curtiss Jenny Restoration, Stone vintage radio und National Air and Space Museum. Die Heizspannung ist 25V. Im Heizkreislauf ist eine Ballast-Lampe eingebaut um die Heizfäden der Röhren vor Überlastung zu schützen.
Der Schaltplan ist fehlerhaft. Der untere und der mittlere Anschluss der Schwingkreis-Spule müssen vertauscht werden. Nur dann gibt es 180° Phasenunterschied zwischen Gitter und Anode. In jedem SCR-68 Koffer war der Schaltplan eingeklebt. Dieser Schaltplan hat den gleichen Fehler. Wie sagen die Ami-Ingenieure doch so schön: "Its all to confuse the Russians".



Bild: SCR-68 AM-Sender von 1917.


Ein SCR-68 Sender Nachbau kann mit der Doppeltriode ECC82 oder 12AU7 erfolgen. Diese Röhre gibt es günstig bei Thomann. Werden beide Heizfäden der Röhre in Reihe geschaltet benötigt die Heizung (B-Batterie) 12V und 150mA. Die Speisespannung ist 100V (A-Batterie). Die Gittervorspannung ist 3V (C-Batterie). Die LTSpice Simulation hat einige Änderungen zum Original-Schaltplan. Die Oszillator-Schaltung wurde korrigiert. Es ist nun ein Meissner-Oszillator mit Anoden-Schwingkreis. Der untere Anschluss der Schwingkreis-Spule L1a, L1b liegt am Gitter, der mittlere Anschluss an C1. Die Schwingkreis-Spule trägt eine zusätzliche Koppel-Wicklung L1c um das Ausgangssignal über ein Koaxkabel zum Radio-Empfänger zu führen. Einen Mittelwellensender an eine Antenne anschließen dürfen auch Funkamateure nicht. Ein Mittelwelle-Radio kann den SCR-68 Sender Nachbau auf 750kHz empfangen. Die Antennen-Kapazität wird durch C2 ersetzt. Der Widerstand R2 bildet den Leitungsabschluss für den NF-Übertrager L4a, L4b. Dieser Widerstand ist schon im eingeklebten SCR-68 Schaltplan eingezeichnet. Neu ist der Kondensator C4 welcher den NF-Frequenzgang begradigt. Der Frequenzgang schwankt von 300Hz bis 3.3kHz um +-2dB. Die Ausgangsleistung des Nachbaus ist mit 200mW deutlich kleiner als die 750mW des Originals. Mit der Anodenmodulation ist ein guter Modulationsgrad möglich.



Bild links: SCR-68 Nachbau mit einer Doppeltriode. Bild rechts: Kurvenschrieb Eingang und Ausgang.




Bild: Das National Air and Space Museum zeigt ein VT-2 Röhre.

Subminiatur Pentoden Telephonie Röhrensender



Bild: Telephonie Röhrensender mit 45Ω Lautsprecher als Mikrofon, 1j18b als NF Verstärker und 1p24b als Leistungs HF Oszillator mit 7MHz Quarz.



Die Röhre V1 arbeitet als NF Verstärker. Am Eingang wird ein Lautsprecher mit 45Ω Impedanz als Mikrofon angeschlossen. Diese Lautsprecher sind bei Türsprechanlagen üblich. Den NF Übertrager 1:10 gibt es bei Reichelt als NFU 1-10. Die Pentode V2 arbeitet als Oszillator mit Steuergitter Modulation. C3/L1/C2/R3 bilden die Gitterkombination für den Oszillator in Pierce Schaltung. Der Tiefpass L1/C2 trennt den NF-Teil vom HF-Teil. Die NF Verstärkung von V2 ist 1 weil L2 für Niederfrequenz sehr niederohmig ist. R2 begrenzt den Gitterstrom von V2 bei positiven Halbwellen. Die Schirmgitterkombination R4/C4 reduziert die Stromaufnahme. Am HF Ausgang ist ohne Modulation eine HF Spannung von 24Vss an einem Lastwiderstand von 4.7kΩ zu messen, dies bedeutet eine HF-Leistung von 15mW. Stromaufnahme ist 3mA bei 45V Anodenspannung.
Die Röhre 1p24b ist nur wenig größer als die 1j29b. Die Heizung benötigt 1.2V und 230mA. Von DL3JIN gibt es einen CW Sender mit 1p24b.


Röhren Handie-Talkie

Handie-Talkie ist ein alter Begriff für Walkie-Talkie oder Handgurke, ein tragbarer Sender-Empfänger (Transceiver). Das Motorola SCR-536 war eine bekannte Handgurke aus dem zweiten Weltkrieg. Die ersten Handie-Talkie wurden von Funkamateuren mit 2 Röhren aufgebaut.



Abbildung: UKW (144MHz) Handie-Talkie Schaltung aus CQ Januar 1946 veröffentlich in NARC Zirkulare 9. Schalter in Stellung Senden. Die 1S4 ist baugleich zur DL91. Die 958 ist eine Eichelröhre (Acorn Tube).

Im NARC Zirkular 9 von 1946 steht: "Zwei typische Schaltungen aus den amerikanischen Zeitschriften QST April 46 (Abb. 2) und CQ Januar 46 (Abb. 3) seien hier als Beispiel gebracht. Es wird bei diesen Geräten allgemein die Ultraaudionschaltung verwendet und in der Empfangsstellung die Pendelrückkopplung (zur Erzielung einer hohen Empfindlichkeit) durch Anlegen einer positiven Spannung über einen hohen Widerstand an das Steuergitter erzielt. Leider haften der Schaltung einige Mängel an. Ein selbsterregender Sender, der Leistung abgeben soll, ist ohne besondere Maßnahmen niemals frequenzstabil zu betreiben. In einem Geradeausempfänger wäre die Sendung nur schwer, in einem Super gar nicht aufnehmbar. Der Superregenerativempfänger hat wegen des ständigen Pendeln seines Arbeitspunktes ein sehr breites Empfangsband (Die Unselektivität störte in dem wenig besetzten Frequenzband bisher nicht), so daß dieser Fehler den Mangel des Senders ausgleicht. Das Gerät erfüllt jedenfalls so seinen Zweck und auch das dem Superregenerativempfänger eigene Rauschen in den Empfangspausen wird den Amateur kaum stören."
Eine Röhren Handie-Talkie mit Quarzoszillator mit 2 bis 3 Röhren ist das nächste Projekt.


Kleine Historie der Röhren Audion Radioempfänger



Abbildung: Titelbild des "How to build a Neutrodyne Set" Artikel aus Popular Science März 1924 Seite 73 ff.

Im Internet ist das Radiomuseum eine grosse Fundstelle. Die Bücher "Radios von Gestern", Radio-Katalog Band 1 und Band 2 von Ernst Erb sind weitere gute Quellen zum Thema. Eine andere gute Quelle sind die Ausgaben von Popular Science und Popular Mechanics aus den 1920er Jahren die über Google Bücher zu finden sind. Der Artikel "Who Invented the Superheterodyne?" schildert fundiert die Entwicklung des Superhet Empfängers und auch wie die Röhre V24 den Engländern half den ersten Weltkrieg zu gewinnen. Claude Paillard, F2FO, zeigt den Selbstbau einer Triode im Video. Patentrecherche über das europäische Patentamt oder US Patentamt hilft ebenfalls. Oszillatoren haben die International Patent Classification (IPC) H03B.
In dieser kleine Historie soll die Entwicklung der Batterieröhren und der Audion-Schaltung behandelt werden. Die erste Elektronenröhre, eine direkt geheizte Diode, benutzte Thomas A. Edison 1883 im Electrical Indicator. Die anfängliche Röhrenentwicklung verlief langsam von der HF Diode (Fleming, 1904) über die gasgefüllte Audionröhre (De Forest, 1906) zur Hochvakuumröhre (Langmuir, 1913).  Der Funkamateuer Paul E. Wallace baute 1911 den Wallace Valve Detector, das vielleicht erste Radio. Die Triode wurde zur Raumladegitter Tetrode (Schottky, 1915) oder zur Schirmgitter Tetrode (Schottky, 1916) weiterentwickelt. Im zweiten Schritt wurde der Elektronenausstoss der Kathode gesteigert. Zuerst wird dem Wolfram Glühfaden Thorium beigemischt (General Electric, 1922). Eine Bariumoxid-Schicht steigerte den Elektronenausstoß deutlich. Die Pentode mit Steuergitter, Schirmgitter und Bremsgitter zeigte eine bessere Verstärkung als die vorherigen Röhrentypen (Holst, Tellegen, 1927). Zuerst eroberte die Pentode die NF-Endstufe, später dann die HF-Stufen. Die NF-Pentode B443 von Philips und die HF-Pentode 34 von RCA standen am Anfang einer grossen Zahl von Pentoden. Im letzten Schritt wurden die Röhren unterschiedlicher. Mit Miniaturröhren (215A, Western Electric, 1923) und Subminiaturröhren (957, General Electric, 1934), wurden die Röhren kleiner. Für NF-Endstufen und TV Horizontal-Endstufen wurden die Röhren grösser. Die kräftigsten Röhren in Empfangsgeräten waren die Farbfernseher Horizontal Endstufen wie PL519 mit maximal 35W Anodenverlustleistung.
Die Doppel Pentode PFL200 von 1970 hat 8.5mA/V und 22mA/V Steilheit bei 17V und 300mA Heizung und steht am Ende der Röhren Entwicklung in Europa und USA. Die Batterieröhren wurden in eine andere Richtung entwickelt. Es entstanden HF Subminiaturröhren mit 1.2V Heizspannung und geringem Heizstrom für Hörgeräte und Westentaschenradios. Diese Röhren haben kein Anodenblech sondern einen Anodendraht. Auch die Gitter sind einzelne Drähte. Diese Batterieröhren benötigen Anodenspannung von 30V bis 90V. Die russische 1j18b (1Sh18B) hat 24mA Heizstrom. Die russische 1j24b (1Sh24B) benötigt 12mA Heizstrom.
Die Scheibentrioden erreichen Frequenzen von 6GHz und mehr. In einigen Höchstfrequenzbereichen werden heute noch Röhren verwendet. Musiker (E-Gitarre) und Toningenieure benutzen auch noch gerne Niederfrequenzverstärker mit Röhren wegen ihrem "Röhrensound".

Jahr
 Röhre
 Heizung
 Beschreibung
1883
 ?
 ?
 Electrical Indicator Diode von Thomas A. Edison
1896
 ?
 ?
 Fleming zeigt Niederfrequenz-Gleichrichtung in "Glow Lamps"
1904
 ?
 ?
 Fleming patentiert Hochfrequenz-Gleichrichtung (Marconi)
1907
 ?
 3,5V
 gasgefüllte Triode von de Forest
1911
 ?
 ?
 Quecksilberdampf gefüllte Triode von von Lieben (Telefunken)
1913
 101A
 4V, 1450mA
 Hochvakuum NF Triode für max. 200V Anodenspannung von Harold D. Arnold (Western Electric)
1913
 Pliotron
 4.1V, 1050mA
 Hochvakuum NF Triode für max. 250V Anodenspannung von Irving Langmuir (General Electric)
1915
 TM
 4V, 700mA
 Hochvakuum Triode für max. 500V Anodenspannung bis 600kHz von Jacques Biguet (Fotos, Métal)
1916
 V24
 5V, 750mA
 HF Triode für max. 60V Anodenspannung bis 1.5MHz von Henry J. Round (Marconi)
1917 SSI 4V, 550mA NF Raumladegitter Tetrode für 12V Anodenspannung von Walter Schottky (Siemens & Halske)
1918
 RE11
 2.8V, 550mA
 Triode (Telefunken)
1921
 215A
 1.1V, 250mA
 Triode mit Oxidkathode (Western Electric)
1922
 UV201A
 5V, 250mA
 Triode mit Thorium-Wolfram-Kathode (General Electric)
1923
 B VI
 1,7V; 150mA
 Audion Raumladegitter Tetrode für max. 10V Anodenspannung (Philips Miniwatt)
1927
 A442
 4V, 60mA HF Schirmgitter Tetrode für max. 150V Anodenspannung (Philips)
1927
 B443
 4V, 150mA
 NF Endpentode für max.150V Anodenspannung (Philips)
1930
 34
 2V, 60mA
 HF Pentode für max. 135V Anodenspannung (RCA)
1940
 1T4
 1.4V, 50mA
 HF Miniatur Pentode für max. 90V Anodenspannung
1952
 DK92
 1.4V, 50mA
 HF Miniatur Heptode (Frequenzumsetzer, Mischer)
1957
 DF61
 1.2V, 25mA
 HF Subminiatur Pentode für max. 90V Anodenspannung


Eine Röhrenfamilie besteht aus Röhren die üblicherweise den gleichen Sockeltype und die gleiche Heizung verwenden. Eine frühe Röhrenfamilie für Batterie-, Allstrom- und auch Wechselstrom-Empfänger war die RE.. und RES.. Reihe von Telefunken. Diese Röhren von 1926 bis 1929 mit Europa Stiftsockel gehören zu den direkt geheizten Röhren mit Oxyd-Faden von Telefunken. Der E4 Sockel wurde 1914 in Frankreich für die TM Röhre entwickelt.

Röhre Heizung Beschreibung Verstärkung
 Sockel
RE074
 4V, 65mA Triode HF, Audion, Trafo Kopplung NF
 10
 E4
RE034 4V, 65mA Triode RC Kopplung NF 25 E4
RE084 4V, 85mA
 Triode Audion
 16
 E4
RE114
 4V, 150mA
 Triode Batterie NF-Endstufe
 5
 E4
RE134
 4V, 150mA
 Triode NF-Endstufe
 10
 E4
RES094
 4V, 63mA
 Schirmgitter Tetrode HF
 300
 E4, Anodenkappe
RES164
 4V, 150mA
 Pentode NF-Endstufe
 100
 E5


Eine weitere frühe Röhrenfamilie für Batterieempfänger war die 30er Serie von RCA von 1930. Die 30er Serie verwendet noch den UX Stiftsockel aus den 1920er Jahre mit 4 oder 5 Stiften und Gitterkappe. Die Sockel mit mehr Anschlüssen wie Topfsockel (Deutschland, z.B. KF4) und Oktal (U.S.A., z.B. 1D5) erscheinen erst 1936. Der Topfsockel oder Aussenkontakt Sockel verwendet eine gebogene Blattfeder im Sockel. Dieses "spring loaded connector" Prinzip wird heute noch bei der RJ45 Netzwerkbuchse verwendet.

Röhre
 Heizung
 Beschreibung
 Verstärkung
 Sockel
30
 2V, 60mA
 Triode HF, NF
 9.3
 UX-4
31
 2V, 130mA
 Triode NF-Endstufe
 3.8
 UX-4
32
 2V, 60mA
 Schirmgitter Tetrode HF
 610
 UX-4, Gitterkappe
33
 2V, 260mA
 Pentode NF-Endstufe
 70
 UX-5
34
 2V, 60mA
 Pentode HF
 224
 UX-4, Gitterkappe


An den amerikanischen Typen 215A, 00A, 99, 49, 22, 33 und 34 und den europäischen Typen RE074d, RES094 und RES164 läßt sich die Radio-Empfänger-Röhren-Entwicklung von 1906 bis 1930 zeigen.

Zeit
 Röhre
 Beispiel
ab 1907
 gasgefüllte Detektor Triode von De Forest
 UV200 ab 1920, 00A ab 1926
ab 1913
 Hochvakuum Triode (WECO, GE)
 215A ab 1921, 99 ab 1923
ab 1917
 SSI Raumladegitter Tetrode (Siemens & Halske)
 RE074d ab 1928, 49 ab 1932
ab 1927
 A441, 22 Schirmgitter Tetrode (Philips, GE)
 22 ab 1927, RES094 ab 1928
ab 1927
 B443 NF Pentode (Philips)
 RES164 ab 1928, 33 ab 1930
ab 1930
 34 HF Pentode (GE)
 34 ab 1930


Die erste Audion Empfänger Schaltung stammt aus dem US Patent 879532 "Space Telegraphy" von Lee de Forest von 1907. Die Antenne wird induktiv über I1 auf den Schwingkreis I2/C gekoppelt. Der Schwingkreis wird über Gitterkondensator C' angekoppelt. Bei der gasgefüllten Triode ist ein Gitterwiderstand nicht nötig weil die Gasmoleküle für einen kleinen Stromfluss zwischen Gitter und Kathode sorgen. Die Heizbatterie wird A genannt, die Anodenbatterie B. Der Kopfhörer T liegt in Reihe zur Anodenbatterie. Der de Forest Audion Detektor "Radio Junior 4" (RJ4) von 1914 enthielt keinen Schwingkreis und war somit noch kein komplettes Radio. Mit dem Schalter links von der Audionröhre wird die Höhe der Anodenspannung eingestellt. Der Schalter rechts schaltet die Heizung aus oder ein. Die Heizspannung wird mit dem Rheostat (einstellbarer Drahtwiderstand) rechts eingestellt.



Bild links: de Forest Audion aus Patentanmeldung
Bild rechts: de Forest  RJ4 Audion von www.stonevintageradio.com.


Der US-amerikanische Funkamateur Paul E. Wallace hat 1911 mit dem "Wallace Valve Detector" das erste Radio vertrieben. Hier die wahrscheinliche Schaltung. Die Spulen L1 und L2 koppeln miteinander. L1 ist die Antennen-Spule, L2 die Schwingkreis-Spule. Die Wicklungskapazität der Spule bildet die Schwingkreis Kapazität. C1 ist der Gitterkondensator von vielleicht 150pF. Der Kopfhörer SP1 hat 4kΩ Gleichstromwiderstand. Solche Kopfhörer gibt es z.B. bei Frag Jan zuerst als AF0006. Der Heizstrom wird mit dem Rheostat R1 mit vielleicht 50Ω eingestellt.



Bild links: Wahrscheinliche Schaltung Wallace Valve Detector. Bild rechts: Hochohmiger Kopfhörer.


1913 wird von Telefunken der "Gesellschaft für drahtlose Telegraphie" der Reflex Empfänger patentiert als GB8821 "A receiving arrangement in telegraphy and telephony". Die Erfinder sind Schloemilch und von Bronk. Der Abstimm-Schwingkreis besteht aus der Antennenspule, dem Drehko und der Antennenkapazität gegen Erde. Der Schwingkreis wird induktiv über Spule g an das Gitter gekoppelt. In Reihe zur HF Spule g liegt der NF Trafo c1 der mit Kondensator q HF-mäßig überbrückt wird. Durch die Reihenschaltung gelangt das HF Signal und das NF Signal an das Gitter. Im Anodenkreis liegt die Primärseite des HF Trafo k und der mit dem Kondensator r überbrückte NF Trafo p1. Die Sekundärseite des HF Trafo k bildet mit Drehko n einen Anodenschwingkreis. Die HF Gleichrichtung erfolgt durch Diode l und einen Siebkondensator. Die Heizbatterie ist b, die Anodenbatterie ist i und der Kopfhörer ist m. Die negative Gittervorspannung fällt beim Reflexempfänger an der Parallelschaltung von hochohmiger Sekundärseite von NF-Trafo c1 und Kondensator q ab.



Bild: Reflex-Empfänger


Der Marconi Company Mitarbeiter Charles Samuel Franklin patentierte 1913 den Geradeausempfänger mit Rückkopplung als GB13636  "Improvements in receivers for use in telegraphy and telephony". Die Rückkopplung erfolgt über die induktiv gekoppelten Spulen m und n. Im Gitterkreis liegt der Schwingkreis mit l, m, c. Im Anodenkreis liegt der Schwingkreis o, n, f. Die HF-Gleichrichtung erfolgt mit der Diode q. Die Diode erhält eine einstellbare Vorspannung durch die Batterie p' und den Poti. Die einstellbare Gittervorspannung wird durch Batterie p und den Poti bereitgestellt.
Die gleiche Idee hat Telefunken als DE Patent 290256 am 16.Jul.1913 eingereicht. Im Detail gibt es Unterschiede aber die Gemeinsamkeiten überwiegen. In beiden Fällen gibt es einen Schwingkreis auf der Gitter-Seite und einen zweiten Schwingkreis auf der Anoden-Seite sowie die Rückkopplung über Transformator.



Bilder: Geradeausempfänger mit Rückkopplung. Links Marconi Patent, rechts Telefunken Patent

Der Ultraaudion-Empfänger von Lee de Forest und Charles Logwood wurde am 12.Mrz.1914 eingereicht und als US Patent 1170881 anerkannt. Bei dem Ultraaudion liegt der Schwingkreis zwischen Gitter und Anode. Laut Jonathan Zenneck bilden die Röhrenkapazitäten Cgk und Cak zusammen mit Spule S einen Colpitts (kapazitiver Dreipunkt) Oszillator. Wird der Anodenspannungs-Speisepunkt in die Mitte der Spule S gelegt entsteht die Hartley (induktiver Dreipunkt) Oszillator Schaltung.
Bei modernen Röhren sind die Röhrenkapazitäten oft zu klein für eine Oszillation. Mit einem kleinen Kondensator zwischen Gitter und Kathode und einem zweiten Kondensator zwischen Kathode und Anode werden die Röhrenparameter verschlechtert damit das Ultraaudion schwingt. In der LTSpice Simulation sind C3 und C4 die "Helfer" für die Röhrenkapazitäten Cak und Cgk. Die Choke Coil aus der Patentzeichnung wird durch den LC-Tiefpass L2, C5 ersetzt. Die Ultraaudion Simulation funktioniert mehr schlecht als recht. Wahrscheinlich funktioniert ein aufgebautes Ultraaudion nicht besser.



Bild links: Ultraaudion aus US Patent 1170881. Bild rechts: Ultraaudion Simulation.

Der Regenerativ-Empfänger wurde am 29.Okt.1913 von Edwin H. Armstrong eingereicht als US Patent 1113149 "Wireless receiving system". Die Audion Schaltungen von Armstrong in der Patentschrift sind wirr. In den "Proceedings of the Institute of Radio Engineers, September, 1915, pages 215-238" unter dem Titel "Some recent developments in the Audion receiver" präsentiert Armstrong nachvollziehbare Schaltbilder. In Fig. 8 wird die Meissner-Schaltung Rückkopplung benutzt und in Fig. 9 die Miller-Effekt Rückkopplung. Armstrong verwendete die Audion-Röhre von De Forest, deshalb fehlt der Gitterableitwiderstand.
Die Frequenzeinstellung erfolgt über den Drehkondensator C. Die Rückkopplung wird in Fig. 8 durch Änderung der Kopplung M2 eingestellt und in Fig. 9 durch Änderung der Induktivität von L4.

Armstrong Audion mit Meissner RKArmstrong Audion mit Miller-Effekt RK
Bild links: Armstrong Audion mit Meissner Rückkopplung. Bild rechts: Armstrong Audion mit Miller-Effekt Rückkopplung.



Bild: Armstrong Audion mit Miller-Effekt Rückkopplung wie es 1922 bekannt war (aus Stuart Ballantine, Radio Telephony).

Über die beiden Rückkopplungs-Audion Patente Regenerativ Empfänger von Armstrong und Ultraaudion von de Forest gab es einen 20 Jahre langen Patentstreit. Im Jahr 1934 gewann de Forest vor dem Supreme Court RADIO CORPORATION OF AMERICA et al. v. RADIO ENGINEERING LABORATORIES, Inc., Gerichtssache 293 U.S. 1. Der eigentliche Gewinner ist aber keine Schaltung von de Forest oder Armstrong sondern die "Tickler Coil" Schaltung. Diese Schaltung ist der Meissner Schaltung ähnlich. Den Namen "Tickler Coil" erhielt die Schaltung von George H. Clark, einem Mitarbeiter der U.S. Navy.



Bild links: Tickler Coil Audion mit zwei Resonanzkreisen (aus Stuart Ballantine, Radio Telephony). Bild rechts: Modernes Tickler Coil Audion mit Rückkopplungseinstellung über Potentiometer.

Das Tickler Coil Audion hat zwei Schwingkreise. C0, L0 und die Antennenkapazität sind der erste Resonanzkreis, C1 und L1 sind der zweite Resonanzkreis. Die Reihenschaltung der A- und B-Batterie ist bei der Schaltung geschickt. Diese Anordnung liefert die größte Anodenspannung. Der Telefonkondensator ist ebenfalls gut angeordnet, er liegt parallel zu B-Batterie und Hörer. Der Sender wird mit Drehkondensator C1 eingestellt und dann mit C0 auf maximale Lautstärke eingestellt. Die Rückkopplung wird über die Änderung der magnetischen Kopplung zwischen L1 und der Tickler-Spule eingestellt.
Das rechte Bild zeigt die LTSpice Simulation einer modernen Variante des Tickler Coil Audions für Mittelwelle (550kHz bis 1700kHz). Der AM-Sender wird simuliert durch die Bauteile HF Generator V2, NF Generator V3 und Mischer B1. Der Drehkondensator C1 hat 450pF. Die beiden Spulen L1a, L1b haben eine feste magnetische Kopplung. Die Spulen können auf einen Ferrit-Ring FT50-43 mit 22 Windungen für L1a und 10 Windungen für L1b gewickelt werden. Die Rückkopplungseinstellung erfolgt durch den Potentiometer X_R3. Anstelle des Telefonkondensators gibt es einen LC Tiefpass mit C3, L2. Über C4 wird die NF ausgekoppelt. Die zweite Triode der ECC82 kann als NF-Verstärker arbeiten. Über einen NF-Übertrager wie Visaton TR 10.16 wird ein niederohmiger Kopfhörer wie Creative EP-630 angeschlossen. Die Schaltung arbeitet mit 12V, die Stromaufnahme ist 150mA. Heizspannung und Anodenspannung sind gleich. Als Antenne genügen 1,5m Draht, am besten vor ein Fenster gespannt. Als Erdung genügen die Kupferrohre der Zentralheizung.

Bild: 0v0 Leithäuser Audion mit Rahmenantenne, Österreichischer Radio Amateur 5/1927, Seite 340.

Die Leithäuser Audion Schaltung von Prof. Gustav Engelbert Leithäuser wurde 1926 vorgestellt. Die Rückkopplung wird bei dieser Schaltung mit dem Drehkondensator CR eingestellt. Die Rahmenantenne bildet eine Induktivität mit Mittelanzapfung. Diese Mittelanzapfung liegt auf Masse. Die untere Hälfte der Rahmenantenne bildet mit CA den Schwingkreis. Die obere Hälfte ist über CR mit der Anode verbunden. CR wird als einstellbares Dämpfungsglied benutzt. Die HF-Drossel D verhindert das die Hochfrequenz über Kopfhörer und Batterie kurzgeschlossen wird. Die meisten Langwelle- und Mittelwelle Audions verwenden die Leithäuser Schaltung.

Der Pendel-Empfänger oder Super-Regenerativ Empfänger (kein Schaltbild) schwingt auf einer Pendelfrequenz die nicht mehr von Kopfhörer R wiedergegeben werden kann, z.B. 10kHz. Die ansteigende Pendelspannung führt das Pendel-Audion bis zur Oszillation. Der Pendel-Empfänger benötigt keinen Einsteller für die Rückkopplung. Die Selektivität und Tonqualität des Pendel-Empfängers ist allgemein schlechter als die eines Audions mit Rückkopplung, die Empfindlichkeit ist besser.

Der "Radiomann" war ein Lernspielzeug von Kosmos. Man konnte damit ein Mittelwelle Audion Radio aufbauen mit Rückkopplung nach Meissner Oszillator Schaltung. Der Kasten wird seit 1934 angeboten. Die Version von 1940 war für die Raumladegitter Tetrode (Doppelgitter Röhre, bi grille) RE074d von Telefunken ausgelegt. Die RE074d hat 4V Heizspannung und 80mA Heizstrom. Die Anodenspannung ist 16V, die Steilheit ist 0.8mA/V. Raumladegitter Röhren sind Niederspannungsröhren für Anodenspannungen von 12V bis 20V. Alternativ konnte Philips A441, A441N, Valvo U409D, Tungsram DG407,  Klangfilm KL70410 eingesetzt werden. Die Bigrille Röhren wie Dario R43, R43M, R43O, R43P, R83, TA41, Grammont M20, M40, M80, Métal DG, DZ1 oder Kremenezky B10, B11 haben eine 5-polige Fassung. Die US-amerikanische Doppelgitter Röhre 49 hat eine 5-polige Fassung und benötigt 2V Heizspannung. Die Wehrmachtsröhre RV 2,4 P45 ist eine Raumladegitter Pentode und sollte bessere Ergebnisse als die RE074d liefern. In der 1950er Jahren wurden in USA Raumladegitter Röhren für Autoradios gebaut. Heiz- und Anodenspannung war 12.6V. Die 12K5, 12DS7, 12DS7A sind Niederfrequenz Röhren vom Type Raumladegitter Tetrode oder "space charge tetrode". Die 12AF6, 12DK5 und 12EZ6 sind Niederspannungs-Pentoden für Hochfrequenz. Jeff Duntemann listet die "low voltage tubes" aus USA auf.
Eine Audion Antenne besteht aus 3 bis 15 Metern Draht der möglichst hoch zwischen z.B. Haus und Baum gespannt wird. Es entsteht ein zu kurzer endgespeister Dipol. Die Reihenschaltung von Drehko und 60 Windungen Spule im Radiomann von 1940 wird als "Kurz" Schaltung bezeichnet. Die Kapazität der Antenne zur Erde liegt in Reihe zum Drehko und schließt den Parallelschwingkreis. Liegt der Drehko parallel zur Spule war "Lang" Schaltung. Die Audion Schaltung benötigt eine Erde oder ein Antennen-Gegengewicht. Anschluß an Zentralheizungs-Rohre aus Metall ist eine gute Erde. Wenn nötig kann ein Erde-Draht in gleicher Länge des Antennen-Drahtes auf dem Boden ausgelegt werden.
Ab 1962 wurde die Niederspannungs-Pentode EF98 im Radiomann als Mittelwellen Audion Empfänger verwendet, siehe Jogis Röhrenbude. Die EF98 war als Verstärker für 455kHz Zwischenfrequenz in Autoradios vorgesehen. Burkhard Kainka zeigt in Röhrenaudion mit 6V das die EF98 als Audion für das 80m Band geeignet ist. Die Heizspannung beträgt 6.3V bei 300mA - ein echter Stromfresser im Vergleich zur RE074d. Die Röhren mußte man übrigens zum Lernspielzeug dazukaufen. Der Radiomann zum 70 jährigen Jubiläum ist kein Lernspielzeug sondern ein fertig aufgebautes Audion mit ECC82 (12AU7) Röhre und Rückkopplung in ECO Schaltung.



Bild links: Kosmos Radiomann 1940. Bild rechts: Kosmos Radiomann 1962.





Bild: 0v1 Leithäuser Audion mit Raumladegitter Röhre A441, Österreichischer Radio Amateur 5/1927, Seite 355. A ist Heizspannung 4V, B1 und B2 ist Anodenspannung 12V. In Frankreich wurden von Ducretet Raumladegitter Röhren in Superhets als "bigrille modulator" Mischröhren benutzt von 1925 bis 1935.




Bild: Neutrodyne Set 2v2 Dreikreiser aus Popular Science März 1924. Alle Röhren sind 01A oder baugleiche. Die Besonderheit des Neutrodyne sind die Neutralizing Capacities von Anode auf Gitter welche eine Gegenkopplung bilden und Oszillation der HF Stufen mit Trioden verhindern.


Bild: 1v1 Audion "Bandfilter Kraftempfänger" aus Funkschau 5/1931 für Röhren RES094, RE034 und RE144. Die Audion-Röhre hat keinen Gitter-Block.



Bild: Siemens 23GL aus Funkschau 46/1932. Zwei Röhren Einkreiser für Lang- und Mittelwelle. 110V bis 220V Gleichspannung.

Der Empfänger Mende 169G von 1931, Mende 148G und Siemens 23G von 1932 enthalten die HF Pentode Telefunken RENS1820 und die NF Pentode RENS1823d. Durch die Pentoden war der Fernempfang besser als bei Radios mit Trioden oder Tetroden Bestückung. Der Volksempfänger VE301W von 1933 hatte eine REN904 HF Triode und RES164d NF Pentode. Das Kofferradio "Deutscher Olympia Koffer" DOK von 1936 ist als 1v2 Audion aufgebaut. KF4 Pentode ist HF-Verstärker, erste KC1 Triode ist Audion, zweite KC1 ist NF-Verstärker und KL1 Pentode ist NF-Endstufe. Im VE301Wn Volksempfänger von 1937 war die Pentode AF7 als Audion und die Pentode RES164 als NF Verstärker eingebaut. Die Empfindlichkeit des VE301W war 1.5mV, des VE301Wn war 0.5mV. Nach dem verlorenen Krieg durften in Deutschland keine Radios verkauft werden. Deshalb wurde der Heinzelmann ab 1946 als Bausatz verkauft. Bei der Heinzelmann Schaltung mit zwei Wehrmachtsröhren RV 12P2000 wird die Rückkopplung mit einem Poti eingestellt. Die Schaltpläne der VE301 und DKE Empfänger gibt es auf Jogi's Röhrenbude.



Bild: Franklin Oszillator aus NARC Zirkulare 8 von 1946. Der Franklin Oszillator läßt sich wie jede andere Oszillator Schaltung als Audion Schaltung benutzten. Beim Franklin Oszillator genügt ein Parallelschwingkreis ohne geteilte Kapazität oder Induktivität.

Grundlagen FET und Röhren Schaltungen



Röhren und N-Kanal FET Transistoren wie der BF245 haben viele Gemeinsamkeiten. Links ist die BF245A Kennlinie dargestellt und rechts die Kennlinie der Subminiatur Röhren Pentode DF62. Die x-Achse zeigt die Spannung am Ausgangs des Bauteils, die y-Achse den Strom am Ausgang des Bauteils. Die Kennlinien zeigen den Zusammenhang zwischen Ausgangsspannung und -strom für bestimmte Eingangsspannungen. Bei einer Eingangsspannung von 0V liefern beide Bauteile einen maximalen Ausgangsstrom von 4mA. Wird die Eingangsspannung negativer, sinkt der Ausgangsstrom in beiden Fällen. Der grösste Unterschied der beiden Diagramme liegt in der Spannung. Bei BF245A reicht die x-Achse bis 20V, bei der DF62 bis 90V. Für den gleichen Ausgangsstrom benötigt die Röhre mehr Spannung als ein FET.

Verstärker Schaltungen

Ein Arbeitswiderstand am Ausgang sorgt für eine abgreifbare Ausgangsspannung. Wir betrachten das Kleinsignal Verhalten: Die Eingangs-Wechselspannung und auch die Ausgangs-Wechselspannung des Bauteils ist viel kleiner als die Versorgungs-Gleichspannung. Eine Ausgangsspannung von 1Vss (Volt Spitze-Spitze) bei 10V Versorgungsspannung ist typischer Kleinsignalbetrieb. Für den FET wird der Arbeitswiderstand mit U = 14V und I = 4mA gewählt. Nach R = U / I ist der Arbeitswiderstand für den FET 3.5kΩ. Der Arbeitswiderstand der Röhre hat für U = 45V und I = 4mA den Wert 11.25kΩ. Aufgrund der lieferbaren E24 Widerstandswerte wählt man für den FET entweder 3.3kΩ oder 3.6kΩ und für die Röhre 11kΩ oder 12kΩ. Die Steigung der Widerstandsgerade ist -45°. Die Diagramme sind üblicherweise so skaliert das bei diesem Steigungswinkel die beste Verstärkung zu erreichen ist.



Meist wird der Arbeitspunkt in die Mitte der roten Arbeitswiderstands-Kennlinie gelegt. Dann beträgt der Strom durch Arbeitswiderstand und Bauteil mit 2mA genau die Hälfte des oben für die Berechnung benutzten Wertes. Die benötigte Eingangsspannung für den Arbeitspunkt liest man im Schnittpunkt bei 2mA zwischen Arbeitswiderstands-Kennlinie und Bauteil-Kennlinie ab. Der BF245A benötigt -0.7V, die DF62 benötigt -1V. Diese Vorspannung für den Eingang wird normalerweise aus der Versorgungsspannung abgezweigt. Der entsprechende Widerstand ist für den FET -0.7V / 2mA = 350 Ω (das Vorzeichen wird ignorieren) und für die Röhre 500 Ω. Die nächsten Normwerte sind 330Ω oder 360Ω und 470Ω oder 510Ω. Die Arbeitswiderstände für FET und Röhre sind mit 3.5kΩ und 11.25kΩ recht unterschiedlich, die Vorspannungswiderstände kaum.
Bei 0V Eingangsspannung ist bei dem BF245A die Ausgangsspannung 2.5V und der Ausgangsstrom 3.3mA. Weiter läßt sich der FET nicht aussteuern. Ohne Eingangssignal liegen am Ausgang 7V an. Eine Halbwelle kann 7V - 2.5V = 4.5V Spitzenwert annehmen. Die maximal lieferbare Ausgangs-Wechselspannung bei dem gewählten Arbeitspunkt ist 9Vss oder bei sinusförmigen Wechselspannungen 3.2Veff (Volt effektiv).


Das Eingangssignal wird zwischen PAD1 und GND angelegt. Das Ausgangssignal steht zwischen PAD2 und GND. Der Source Anschluß ist mit Eingang und Ausgang verbunden, deshalb heißt es Source Schaltung. Der Kondensator C1 "entfernt" den Gleichspannungsanteil am Ausgang. Das Ausgangssignal an PAD2 kann positiver und negativer als GND werden. Für Niederfrequenzverstärker ist C1 typisch 10uF, für Hochfrequenzverstärker im 40m Band ist C1 typisch 10nF. C2 "entfernt" den Widerstand R2 aus dem Wechselspannungs-Ersatzschaltbild der Schaltung. Wegen C2 arbeitet der BF245A mit der maximal möglichen Wechselspannungs-Verstärkung, produziert dabei aber auch die meisten Verzerrungen. Für NF-Verstärker ist C2 typisch 10uF bis 100uF und für HF-Verstärker ist C2 typisch 10nF bis 100nF. Der Widerstand R3 führt die Vorspannung an den FET. Typisch ist ein Wert von 1 MΩ für NF-Verstärker und 100kΩ für HF-Verstärker. Der Kondensator C3 "entfernt" die Vorspannung am Eingang. Für NF-Verstärker sind 100nF typisch, für HF-Verstärker sind 100pF bis 1nF üblich.

Werden zwei Verstärkerstufen hintereinandergeschaltet ist natürlich nur ein Koppelkondensator nötig. Anstelle von zwei parallelen Source Widerständen gemügt ein Widerstand. Genauso genügt ein Siebkondensator. Dies ergibt die übliche Schaltung für einen zweistufigen Widerstand gekoppelten Verstärker. Zur Audion Blütezeit von 1927 wurde von WC Kopplung gesprochen. Aus irgend einem Grund ist diese Bezeichnung aus der Mode geraten...



Bild: zweistufiger HF Verstärker 6MHz bis 20MHz mit RC Kopplung.

Laut Spice haben wir eine funktionsfähige Schaltung gebaut! Obwohl wir nur ein bißchen im Datenblatt gemalt haben und eine Handvoll einfacher Formeln mit dem Taschenrechner ausgerechnet haben. Die Stromaufnahme ist nach Spice 3.3mA, etwas unter den geplanten 4mA. Die Spannungsquelle am Eingang hat einen Innenwiderstand R101 = 4 kΩ. Der Ausgang wird mit dem Lastwiderstand R102 = 10 kΩ abgeschlossen. Die Batterie hat einen Innenwiderstand R103 = 10 Ω. Diese Werte sollen die Spice Simulation halbwegs realistisch gestalten.
Achtung: Die Spice "AC Analyse" (Frequenzanalyser) rechnet ungenauer als die Spice "Transient Analyse" (Oszilloskop).
Frequenz
 Eingang
 Ausgang
 Verstärkung
6MHz
 1.22mV
 54mVs
 +33dB
12MHz
 0.97mV
 29mVs
 +30dB
18MHz
 0.85mV
 19mVs
 +27dB

Der Eingangswiderstand zwischen "Eingang" und GND ist für Niederfrequenz etwas kleiner als der Wert von R1. Für Hochfrequenz bestimmt die Eingangskapazität des Bauteils die Eingangsimpedanz. Der Wechselspannungs-Widerstand Xc der FET internen Eingangskapazität liegt parallel zu R1. Theoretisch gibt es "leistungslose" Ansteuerung bei FET und Röhren nur für Gleichspannung als Eingangssignal. Praktisch ist die Ansteuerung bei Niederfrequenz (20Hz bis 20kHz) leistungslos. Die Eingangskapazität des BF245 ist typisch 4pF. Die Eingangskapazität der DF62 ist ebenfalls 4pF. Diese Eingangskapazität sorgt bei höheren Frequenzen für kleinere Eingangsimpedanz.
Der kapazitive Blindwiderstand ist Xc = 1 / (2 * π * f * C). Die Impedanz am Eingang entsteht durch die Parallelschaltung des "echten" Widerstands R1 und des Blindwiderstands Xc.
Z = R * Xc / √(R2 + Xc2).
Da Xc sehr viel kleiner ist als R gilt praktisch Z = Xc.

Bauteil
 Ce
 Z bei 10kHz
 Z bei 1MHz
 Z bei 10MHz
 Z bei 100MHz
ECC82
 1.8pF
 0.99 MΩ
 88.4 kΩ
 8.84 kΩ
 884 Ω
ECC81
 2.3pF
 0.99 MΩ
 69.2 kΩ
 6.92 kΩ
 692 Ω
BF245, DF62
 4pF
 0.97 MΩ
 39.8 kΩ
 3.98 kΩ
 398 Ω
EF98
 6.7pF
 0.92 MΩ
 23.8 kΩ
 2.38 kΩ
 238 Ω
EF184
 10pF
 0.85 MΩ
 15.9 kΩ
 1.59 kΩ
 159 Ω

Eine Röhren Pentode hat 5 Anschlüsse. Zwischen Kathode (entspricht Source) und Anode (entspricht Drain) liegen das Steuergitter (G1, entspricht Gate), das Schirmgitter (G2) und das Bremsgitter (G3). Bei Anodenbatterie Spannung bis 45V kann Schirmgitter direkt mit Pluspol der Anodenbatterie verbunden werden. Bremsgitter wird mit GND verbunden.

Der Anodenwiderstand Ra bestimmt die Niederfrequenz-Spannungs-Verstärkung der Röhre nach v = S * Ri * Ra / (Ri + Ra) mit Steilheit S, Innenwiderstand Ri und Anodenwiderstand Ra. Für gute Niederfrequenz-Spannungsverstärkung sollte Ra = Ri betragen. Bei Pentoden ist Ra dann 100kΩ bis 1MΩ. Die Steilheit der Röhre hängt von der Gitterspannung ab und sinkt wenn die Gitterspannung negativer wird. Für die Hochfrequenz-Verstärkung spielt die Ausgangskapazität Ca und der entsprechende Blindwiderstand Xc eine wichtige Rolle.Für Hochfrequenz-Spannungsverstärkung sollte Ra = XCa betragen. Besser bei HF-Verstärkung ist eine Transformator-Kopplung.

Der Frequenzgang des HF Verstärkers läßt sich verbessern. Der Widerstand R2 am Gate des FET Q1 sorgt für einen gleichbleibenden Eingangswiderstand (Eingangsimpedanz) bei verschiedenen Frequenzen. R2 schwächt die Wirkung der FET internen Eingangskapazität Ce zwischen Gate und Source ab. Die Induktivität L1 am Drain verbessert die Verstärkung bei höheren Frequenzen. Durch den Miller-Effekt wird durch die Induktivität am Ausgang die Eingangskapazität Ce am Eingang reduziert. Wird L1 zu gross gewählt beginnt der Verstärker als Millereffekt-Oszillator zu schwingen! Die Gate-Widerstände R1, R4 wurden von 1MΩ auf 100kΩ erniedrigt. Wegen der Eingangskapazität des FET sind hochohmigere Widerstände unnötig und produzieren nur zusätzliches Widerstandsrauschen.



Bild: zweistufiger HF Verstärker 6MHz bis 18MHz mit RC Kopplung und verbessertem Frequenzgang.
Frequenz
 Eingang
 Ausgang
 Verstärkung
6MHz
 1.04mV
 73mVs
 +37dB
12MHz
 1.00mV
 46mVs
 +33dB
18MHz
 1.06mV
 31mVs
 +29dB


Jede Induktivität hat eine Wicklungskapazität weil die einzelnen Windungen kapazitiv aufeinander wirken. Grössere Induktivitäten haben üblicherweise grössere Kapazitäten. Eine HF-Drossel ist somit ein Schwingkreis mit einer Resonanzfrequenz. Die Angabe Serien-Resonanz-Frequenz (SRF) grösser gleich 9MHz bei der 33uH SMCC bedeutet eine Kapazität von kleiner gleich 9.5pF. Das folgende Diagramm aus dem Fastron SMCC Datenblatt zeigt die Schwingkreis-Natur der Drossel. Q ist das Verhältnis Wechselstromwiderstand zu Gleichstromwiderstand. Um eine Dämpfung über einen grossen Frequenzbereich zu erreichen ist es sinnvoll eine Drossel kleiner Induktivität und eine Drossel grosser Induktivität in Reihe zu schalten. Die kleine Induktivität wird an den HF führenden Schaltungspunkt angeschlossen.


Bild: Q als Funktion von Frequenz Diagramm der Fastron SMCC Festinduktivitäten.


Eine leistungsfähige Verstärkerschaltung ist der Differenzverstärker. Bekannt ist der Differenzverstärker auch als "long tail" Phasenumkehr-Stufe zur Erzeugung von Gegentaktsignalen für die Ansteuerung einer Gegentaktendstufe.



Bild links: Transistor Phasenumkehrstufe mit Differenzverstärker. Bild rechts: Verstärkung und Phasengang von 3MHz bis 30MHz für beide Ausgänge.


Der Frequenzgang eines FET Differenzverstärkers mit zwei Ausgängen kann durch Neutralisationskondensatoren verbessert werden. Zwischen Gate und Drain im FET liegt ein interner Kondensator. Ein gleichgrosser externer Kondensator wird mit einem Gegentaktsignal angesteuert. Dieses Gegentaktsignal wird am Ausgang des Differenzverstärkers abgegriffen. Kondensator C4 kompensiert (neutralisiert) die interne Kapazität von J1, Kondensator C5 kompensiert die J2 Kapazität. Die Neutralisierungskondensatoren C4, C5 erhöhen die Schwingneigung (wilde Schwingungen) des Verstärkers. Der komplementäre Emitterfolger mit Q1, Q2 sorgt für eine niederohmige Ansteuerung des Differenzverstärkers und reduziert die Schwingneigung.



Bild links: FET Phasenumkehrstufe mit neutralisierter Differenzverstärker. Bild rechts: Verstärkung und Phasengang von 3MHz bis 30MHz für beide Ausgänge.


Oszillator Schaltungen

Eine Verstärkerschaltung soll ein vorhandenen Signal "vergrößern". Eine Oszillator Schaltung soll ein Signal erzeugen. Ein elektronischer Hochfrequenz-Sinus-Oszillator besteht aus einem frequenzabhängigen Netzwerk, einem Verstärker und einer Rückkopplung. Oft ist das Netzwerk ein Parallel-Schwingkreis. Ein Quarz oder Keramikresonator wird auch benutzt. Der Oszillator soll eine gewisse (kleine) Leistung erzeugen. Das Netzwerk hat eine Dämpfung. Aus diesen Gründen ist der Verstärker nötig. Um ein Sinussignal zu erzeugen benötigt ein Oszillator laut Barkhausen eine Verstärkung von genau 1 und eine Phasenverschiebung von 0° (oder 360°, 720°, ..). Diese beiden Bedingungen gelten für den "ein-geschwungenen" Zustand. Nach dem Einschalten des Oszillator muss die Verstärkung größer als 1 sein um die Amplitude aufzubauen. In der Praxis ist deshalb die Verstärkung etwas größer als 1 und es gibt eine Begrenzung des Ausgangssignals. Die Begrenzung erfolgt bei einfachen Schaltungen durch die Versorgungsspannung. Bessere Schaltungen haben eine interne Begrenzung durch die Kennlinie des aktiven Bauelements (Elektronenröhre, Feldeffekttransistor) oder eine externe Begrenzung durch Diode, VDR (voltage dependent resistor), Heißleiter oder Kaltleiter.

Das erste Patent "Einrichtung zur Erzeugung elektrischer Schwingungen" wurde als österreichisches Patent AT71340 am 11.Dez.1912 von Siegmund Strauss eingereicht. Strauss war ein Mitarbeiter von von Lieben, dem Erfinder der mit Quecksilberdampf gefüllten Triode. Das zweite Patent zur Rückkopplung erhielt der Telefunken Mitarbeiter Alexander Meissner als deutsches Patent 291604 am 10.Apr.1913 für die "Einrichtung zur Erzeugung elektrischer Schwingungen". Die Strauss und die Meissner Schaltungen sind minimal unterschiedlich. Strauss hat den Schwingkreis an der Antenne angeschlossen, Meissner hat den Schwingkreis an der Anode angeschlossen. Die Meissner Schaltung erhielt den Namen Meissner Oszillator, die Strauss Schaltung wurde vergessen. Die Abbildung aus der Patentschrift zeigt die Schaltung mit einer von Lieben Quecksilberdampf Triode. Die Bilder Mitte und rechts verwenden aktuelle Schaltsymbole. Das frequenzabhängige Netzwerk des Meissner Oszillator besteht aus dem Schwingkreis C1, L2, L3. Die beiden Induktivitäten L1 und L2 sind magnetisch gekoppelt und bilden einen Übertrager. Für eine realistische Simulation hat die Spannungsquelle V1 einen Innenwiderstand und wird der Schwingkreis durch RL belastet. Die Elektronenröhre ECC83 oder 12AX7 wird heute (Jahr 2015) immer noch produziert und ist günstig bei Thomann zu kaufen. Der FET BF245A im TO92 Gehäuse wird nicht mehr produziert, es gibt aber noch den BF545A im SMD Gehäuse.

Strauss Pat AT71340 Fig 1
Bild: Strauss Oszillator aus Patentschrift


Bilder: links Meissner Oszillator aus Patentschrift, Mitte LTSpice Simulation mit Triode, rechts Simulation mit FET.


Die Schwingkreis-Induktivität ist in der Patentschrift aufgeteilt in Bauteil 9 und 10. Die Aufteilung ist für ein Sinussignal mit wenigen Oberwellen (wenig Verzerrung) nötig. Der Transformator im Meissner-Oszillator kann durch einen Spar-Transformator und eine Gitterkombination ersetzt werden. Die Gitterkombination (Gitterblock, grid leak) besteht aus einem Kondensator und einem Widerstand. Mit diesen Bauteilen und der in der Elektronenröhre enthaltenen Gitterdiode entsteht eine Amplitudenbegrenzung.

Damit der Oszillator ein "sauberes" Sinussignal erzeugt muss die Gesamtverstärkung genau 1 sein. Damit der Oszillator an-schwingt muss die Gesamtverstärkung größer als 1 sein. Als Anschwinghilfe wird bei Oszillatoren der Gitter-Kondensator benutzt. Über die automatische Gitterspannungserzeugung des Gitter-Kondensators wird die Gesamtverstärkung von über 1 beim Einschalten auf genau 1 geregelt. Nach dem Einschalten ist die Gittervorspannung klein. Der Oszillator verstärkt mit der Anschwingsteilheit. Je größer die Amplitude des Oszillators wird umso negativer wird die Gittervorspannung. Die Gate-Diode begrenzt die positive Amplitude am Gate, deshalb bildet sich zwischen den Anschlüssen von C2 eine Gleichspannung die negativ gegenüber dem FET-Source-Anschluß ist. Aufgrund der negativeren Gittervorspannung sinkt die Steilheit des FET oder der Röhre (z.B. Regel Pentode) und damit die Spannungsverstärkung. Je grösser R1 ist und je kleiner C2 ist umso negativer wird die Gittervorspannung. Von Hans M. Knoll gibt es hierzu den Artikel "Die Anschwingsteilheit, was steckt dahinter" auf Radiomuseum.org.
Der Schwingkreis kann auch im Gitterkreis liegen, dies ist bei Audion-Schaltungen üblich. Wird der Schwingkreis-Kondensator mit beiden Trafo-Wicklungen verbunden entsteht ein phasenreiner Meissner Oszillator. Der Rotor eines Drehkondensators sollte mit GND verbunden sein um den Einfluß der Handkapazität klein zu halten. Dies ist bei dem phasenreiner Meissner Oszillator nicht möglich.



Bilder Spartrafo Meissner Oszillatoren. Von links nach rechts: C1 im Anodenkreis, C1 im Gitterkreis, C1 im Anoden- und Gitterkreis.


Wird beim phasenreinen Meissner Oszillator der Trafo durch zwei Induktivitäten ohne magnetische Kopplung untereinander ersetzt entsteht der Dreipunkt Hartley Oszillator. Das US Patent 1356763 wurde am 1. Jun. 1915 vom Western Electric Mitarbeiter Ralph Hartley eingereicht. In der LTSpice Simulation wird die Gitterbatterie (C-Batterie) durch eine Gitterkombination ersetzt.


Bild links: Hartley Patentschrift. Schwingkreis besteht aus Drehkondensator 2, Spule 3 und Primärwicklung 4. Gitterbatterie ist 9, Anodenbatterie ist 10 und Heizbatterie ist 11. Kathode ist 6, Gitter ist 8 und Anode ist 7. Bild rechts: LTSpice Simulation.


Tauschen beim Hartley Oszillator Schwingkreis-Induktivitäten und -Kapazitäten die Plätze entsteht der Colpitts Oszillator. Von Edwin H. Colpitts, einem Western Electric Corporation Mitarbeiter, wurde am 1.Feb.1918 das US Patent 1624537 angemeldet. Die Versorgungsspannung muss beim Colpitts Oszillator über eine HF-Drossel zugeführt werden. Jede Spule hat eine Wicklungskapazität. Eine Drossel ist somit ein Parallelschwingkreis mit einer Resonanzfrequenz. Üblicherweise liegt die Resonanzfrequenz der Drossel (SRF, self resonance frequency) oberhalb der Resonanzfrequenz des Schwingkreises. Eine Drossel in einem abstimmbaren Oszillator kann zu "Schwinglöchern" führen, zu Frequenzen auf denen die Drossel dem Schwingkreis soviel Energie entzieht das der Oszillator nicht mehr schwingt. Die HF-Drossel kann durch einen Widerstand ersetzt werden, die Ausgangsleistung des Oszillator sinkt dadurch.


Bild links: Colpitts Patentschrift. Der Schwingkreis besteht aus Drehkondensatoren 13, 16 und Primärwicklung 20. Anodenbatterie ist 11. HF-Drossel ist 12. Kathode ist 7, Gitter ist 9 und Anode ist 8. Bild rechts: FET Colpitts Oszillator in Gateschaltung.


Ist der Verstärker in der Oszillator Schaltung ein FET oder eine indirekt geheizte Röhre wie ECC82, EF184 kann die Drain-Schaltung benutzt werden. Bei der Drain Schaltung liegt die Schwingkreis-Kapazität mit einem Anschluß an GND. Bei dem Colpitts Oszillator in Drain Schaltung ist eine Drossel nötig. Die Colpitts Schaltung kann benutzt werden um die Induktivität eines Bauteils festzustellen indem mit den bekannten Schwingkreis-Kapazitäten und der gemessenen Frequenz die Schwingkreis-Induktivität ausgerechnet wird. Im gleichen Sinne kann die Hartley Schaltung eine Kapazität messen.
Der Hartley Oszillator funktioniert gut mit einer einstellbaren Kapazität, der Colpitts Oszillator gut mit einer einstellbaren Induktivität (Variometer). Die beiden Induktivitäten beim Hartley und die beiden Kapazitäten beim Colpitts bilden jeweils einen Spannungsteiler. Das Teilerverhältnis dieses Spannungsteilers sollte frequenzunabhängig sein. Der Clapp Oszillator verwendet drei Kapazitäten im Schwingkreis. C2 und C3 erfüllen die Aufgabe des weitgehend frequenzunabhängigen Spannungsteilers, C1 ist die einstellbare Kapazität.



Bilder Drain Schaltung Oszillatoren. Von links nach rechts: Meissner, Hartley, Colpitts, Clapp.


Bei einem 0° Phasendrehung Verstärker genügt ein einfacher Schwingkreis für einen Oszillator. Die folgende Schaltung ist heute als Differenzverstärker Oszillator bekannt. Früher war der Name CFO, Cathode Follower Oscillator. Eine gute Oszillator-Schaltung kann mit "normalen" Transistoren aus einem Differenzverstärker (long-tail, emitter-coupled amplifier), einem Parallel-Schwingkreis und einer Diode zur Amplitudenbegrenzung aufgebaut werden.
Der Differenzverstärker besteht aus den Bauteilen Q1, Q2 und R1 bis R5. Jeder Transistor hat einen Arbeitswiderstand (R2, R4) und einen Basiswiderstand (R1, R5). Der Emitterwiderstand R3 ist für beide Transistoren gemeinsam. Der Schwingkreis L1, C1 ist über Koppelkondensatoren C3 und C5 mit dem Eingang und Ausgang des Verstärkers verbunden. Der zweite Eingang des Differenzverstärkers ist über C4 mit GND (Masse) verbunden. Parallel zum Schwingkreis liegt die Diode D1 für die Amplitudenbegrenzung. Für kleine Spannungen am Schwingkreis wirkt die Diode wie eine Kapazität von 5pF. Bei größeren Spannungen wird die Diode leitend. Die Bauteile R1 bis R5 sind so gewählt das die Verstärkung nur etwas über 1 liegt. Dadurch erfolgt eine "weiche" Amplitudenbegrenzung. Die Pufferstufe besteht aus Q3, Q4, C6, C7, R6 und R7. Es ist ein komplementärer Emitterfolger. Diese Schaltung erlaubt einen Lastwiderstand von 50Ω.



Bild: Differenzverstärker Oszillator mit Amplitudenbegrenzung und Pufferstufe.


Der Differenzverstärker Oszillator liefert über einen Frequenzbereich von 1:2 (9.5MHz bis 19MHz) einen konstanten Ausgangspegel und einen Abstand von ungefähr 30dB zwischen Grundwelle und doppelter oder dreifacher Frequenz. Mehr ist von einem einfachen Oszillator nicht zu erwarten.



Bild: Differenzverstärker Oszillator Spektrum (FFT) für fünf Frequenzen von 9.5MHz bis 19MHz.


Beim Colpitts Oszillator mit zwei Kapazitätsdioden besteht der Schwingkreis aus D1 Sperrschicht, D2 Sperrschicht und L1. Die Schwingkreiskapazität ist 1/(1/CD1 + 1/CD2). Die Dioden 1N5819 sind Schottky-Gleichrichter-Dioden. Dieser Diodentype hat eine hohe Sperrschichtkapazität.
Der Pierce Oszillator in Kollektor-Schaltung ist auch für schlecht anschwingende Quarze geeignet. Diese Quarze habe eine hohe Güte von z.B. Q=25000. Die Rückkopplung erfolgt über den kapazitiven Spannungsteiler C2, C3. Der Quarz schwingt auf 10MHz. Ein Quarzoszillator sollte nicht stark belastet werden.



Abbildungen von links nach rechts: Kapazitätsdiode Colpitts Oszillator, Pierce Quarz Oszillator


Von Jiri Vackar stammt der Vackar Oszillator, veröffentlicht 1949. Von O. Landini gibt es den gleichen Oszillator, veröffentlicht 1948. Der Vackar Oszillator ist eine Verbesserung des Colpitts Oszillator. Den kapazitiven Spannungsteiler C3/C4 gibt es beim Colpitts nicht. Der Schwingkreis besteht aus L1, C1 bis C4. Die Schwingkreiskapazität ist C=1/(1/C1 + 1/C2) + 1/(1/C3 + 1/C4). Der Abstimmkondensator C1 liegt mit einem Anschluß auf GND. Für einen Abstimmbereich von 5.7MHz bis 7.5MHz ist ein Drehko mit 10pF bis 30pF nötig. Beim Vackar Oszillator liegt der Kondensator C4 parallel zur Eingangskondensator Ce des FET. Der Kondenstaor C2 liegt parallel zum Ausgangskondensator Ca des FET. Durch diese parallel geschalteten Kondensatoren haben Änderungen von Ce und Ca durch Änderung der Versorgungsspannung, der Temperatur oder des Lastwiderstand weniger Auswirkung auf die Frequenz als bei anderen Oszillatoren.



Abbildung: Vackar Oszillator


Beim Franklin Oszillator wird die Kombination aus automatischer Gittervorspannung (C2/R1 und C4/R3) bei jeder Verstärkerstufe benutzt. Die feste Gittervorspannung fällt am Widerstand R5 ab. Der Franklin Oszillator ist frequenzstabil weil die Koppelkondensatoren zwischen Schwingkreis und Verstärker C2 und C3 sehr klein sind. Beim Franklin Oszillator muß weder Schwingkreis-Kapazität noch Schwingkreis-Induktivität geteilt werden. Der Schwingkreis besteht aus C1 und L1. R101 simuliert die Güte Q des Schwingkreises.



Abbildung: Franklin Oszillator


Eine Oszillatorschaltung ohne Schwingkreis ist der Sperrschwinger. Der Sperrschwinger koppelt über einen Übertrager das Ausgangssignal am Kollektor zurück auf die Basis des Transistors. Die Induktivität des Übertragers speichert Energie und gibt diese später wieder frei. Die Aufladung der Induktivität L1b benötigt deutlich länger als die Entladung. Beim Sperrschwinger entsteht während der Entladung eine deutlich höhere Spannung an der Induktivität als die Batteriespannung. Deshalb kann der Sperrschwinger als Spannungswandler, als Sperrwandler von niedriger Spannung auf höhere Spannung benutzt werden. Die hier vorgestellte Schaltung ist ein kleiner, harmloser Elektrisierapparat.
Die Spule L1b wird über Q1 geladen. Die Batteriespannung und die ohmschen Widerstände in L1b, Q1 und V1 begrenzen den Strom durch L1b auf einen maximalen Wert. Wird der maximale Strom erreicht steigt der magnetische Fluss nicht weiter an. Diese Änderung von ansteigendem magnetischen Fluss zu gleichbleibenden magnetischen Fluss induziert eine Spannung in L1a, L1b. Nach der Lenz'schen Regel wirkt die induzierte Spannung ihrer Ursache, dem Stromfluss durch L1b, entgegen. Die induzierte negative Spannung lädt über R1 den Kondensator C1 negativ auf und Q1 sperrt. Nach der Entladung von C1 beginnt die Sperrschwinger-Oszillation erneut.



Bild links: Sperrschwinger. Bild rechts: Stromverlauf durch L1b, Spannung an Reihenschaltung von L1a, L1b.


Audion Schaltungen

Aus einer Oszillator Schaltung läßt sich leicht eine Audion Schaltung ableiten. Beim Oszillator liegt der Schwingkreis üblicherweise im Anoden-Kreis. Beim Audion liegt der Schwingkreis im Gitter-Kreis. Für ein Audion liegt die Gesamtverstärkung knapp unter 1 für AM Empfang und bei 1 für SSB Empfang. Die Verstärkung läßt sich beim Audion einstellen. Ist die Verstärkung kleiner als 1, so arbeitet das Audion als schmalbandiger Verstärker. Die positive Rückkopplung im Audion verbessert die Güte Q des Schwingkreises. Mit steigender Güte Q wird die Bandbreite B kleiner. Erst durch diesen "Q-Multiplier" Effekt wird auf Kurzwelle die Bandbreite schmall genug um die Sender mit nur einem Schwingkreis trennen zu können.
Die Rückkopplung und damit die Erzeugung von Sinus Schwingungen wurden von Meissner als "Meissner Oszillator", von Armstrong als "regenerative receiver" und von de Forest als "ultra audion" zwischen 1913 und 1914 patentiert. Als unerwünschter Effekt war die Rückkopplung bei Elektronenröhren-Verstärkern schon vorher bekannt, d.h. auch von Lieben, Langmuir und anderen dürfte der Effekt bekannt gewesen sein.

Das klassische Röhren-Audion arbeitet mit einer Gitterspannung von 0V. Die Kennlinie links zeigt Anodenstrom und Gitterstrom in Abhängigkeit von der Gitterspannung für die RE78 Triode von 1924. Der Gitterstrom ist für negative Gitterspannungen 0. In diesem Bereich ist die Hochvakuum-Röhre ein nur durch Spannung gesteuertes Verstärkerbauteil. Bei positiver Gitterspannung fließt ein Gitterstrom IG.
Für die negative Halbwelle der HF Spannung am Schwingkreis hat die Gitter-Kathode Strecke einen höheren Widerstand als für die positive Halbwelle. Der Gitterkreis dämpft positive Halbwellen mehr als negative Halbwellen. Der Anodenstrom verhält sich entsprechend. Die negativen Halbwellen werden gut verstärkt, die positiven Halbwellen schlecht.
Die Ursache der Demodulation des Audions liegt somit nicht in einer gekrümmten Kennlinie wie bei einem Kristelldetektor oder einer Halbleiterdiode sondern in unterschiedlicher Belastung des Schwingkreises. Ohne Gittervorspannung arbeitet die Röhre als Gittergleichrichter.
Die Gitterkombination, ein RC Glied, ist für die Wirkungsweise des Audion nicht nötig. Durch die Gitterkombination (grid leak) kann die Röhre auf den empfindlichsten Arbeitspunkt gebracht werden. Für die 01A Triode von 1925 wird als Gitterkombination R = 250kΩ bis 5MΩ und C = 250pF empfohlen. Typisch war R = 2.2MΩ.
Mit Gittervorspannung (biased) sollte für die 01A Triode ein Anodenstrom von 0.2mA ohne Signal eingestellt werden. Dieser Arbeitspunkt ergibt einen Anodengleichrichter. Beim Anodengleichrichter treten keine positive Spannungen am Gitter auf. Die Demodulation erfolgt durch die Abhängigkeit von Steilheit zu Gitterspannung. Bei 0V Gitterspannung ist die Steilheit größer als bei kleineren (negativeren) Gitterspannungen.
Die Gittergleichrichtung ist für die Demodulation von kleinen Spannungen (einige Millivolt) geeignet. Die Gittergleichrichter-Stufe (Audionstufe) ist oft direkt mit der Antenne verbunden. Die Anodengleichrichtung ist für grössere Spannungen (einige Volt) geeignet. Zwischen Antenne und Anodengleichrichter-Stufe liegen mehrere Hochfrequenz- oder Zwischenfrequenz-Verstärkerstufen.


Röhren Kennwerte

Die Steilheit ist für 0V Gittervorspannung aus den Röhren Datenblättern gelesen. Der Anodenstrom gilt für einen Anodenwiderstand von 0 Ω (Trafo Kopplung). Bei RC Kopplung ist der Anodenstrom üblicherweise halb so gross wie bei Trafo Kopplung. Wie deutlich zu sehen ist Heizleistung, Steilheit (Verstärkung) und Eingangskapazität verknüpft. Das Null Volt Audion von Michael Huber zeigt das es Verstärkung nur aufgrund der Heizung gibt. Die Trioden und Tetroden sind benannt. Alle anderen Röhren sind Pentoden.
Die Pentoden 6J1 (EF95) und 6J2 (6AS6) werden heute in China produziert. Die Triode UV201A (01A) von RCA war die meistverkaufte Röhre im August 1923. Weitere bekannte Röhren in dieser Zeit waren die RCA UV199 und UV200A, die Western Electric 215A und die Westinghouse WD11.

Type
 Jahr
 Heizung
 Steilheit
 Anodenstrom
 Eingangskapazität
1Ж24Б (1j24b) 1960
 1.2V, 12mA, 14mW
 0.95mA/V
 0.9mA bei 60V
 3.6pF
6611
 1957
 1.2V, 20mA, 24mW
 1mA/V
 1mA bei 30V
 4pF
1Ж18Б (1j18b)
 1963
 1.2V, 24mA, 29mW
 1mA/V
 0.98mA bei 45V
 3.7pF
DF61
 1956 1.25V, 25mA, 30mW 0.95mA/V 1.7mA bei 67.5V 3.1pF
DF96, 1AJ4
 1953
 1.4V, 25mA, 35mW
 0.65mA/V
 0.85mA bei 45V
 3.3pF
1AG4
 1953
 1.2V, 40mA, 48mW
 1mA/V
 2.4mA bei 41.4V
 ?
5678, DF60
 1957
 1.2V, 50mA, 60mW
 0.82mA/V
 0.8mA bei 45V
 4pF
1T4, DF91
 1940
 1.4V, 50mA, 70mW
 0.7mA/V
 1.7mA bei 45V
 3.6pF
DL21
 1940
 1.4V, 50mA, 70mW
 1.3mA/V
 4mA bei 90V
 ?
DL96, 3C4
 1954
 1.4V, 50mA, 70mW
 1.3mA/V
 3.5mA bei 64V
 5pF
1Ж29Б (1j29b)
 1960
 1.2V, 62mA, 74mW
 2.5mA/V
 5.3mA bei 60V
 5pF
RE072d RG-Tetrode
 1926
 1.7V, 70mA, 119mW
 0.65mA/V
 2mA bei 20V
 ?
30 Triode
 1930
 2V, 60mA, 120mW


32 Tetrode
 1930
 2V, 60mA, 120mW


34
 1930?
 2V, 60mA, 120mW
 0.56mA/V
 2.7mA bei 67.5V
 6.4pF
1AD4, DF62
 1951?
 1.2V, 100mA, 120mW
 2mA/V
 3mA bei 45V
 4pF
2Ж27Л (2j27l)
 1949?
 2.2V, 57mA, 125mW
 1.25mA/V
 1.9mA bei 120V
 5.3pF
KC1 Triode
 1934
 2V, 65mA, 130mW
 0.4mA/V
 0.3mA bei 90V
 3pF
KF4 1937
 2V, 65mA, 130mW
 0.7mA/V
 1.2mA bei 90V 5.9pF
3Q5GT, DL33
 1939
 1.4V, 100mA, 140mW
 2mA/V
 8mA bei 90V
 8pF
1S4, DL91
 1940
 1.4V, 100mA, 140mW
 1.25mA/V
 3.8mA bei 45V
 ?
3S4, DL92
 1941
 1.4V, 100mA, 140mW
 1.55mA/V
 7.2mA bei 67.5V
 ?
3Q4, DL95 1941 1.4V, 100mA, 140mW 2.15mA/V 9.5mA bei 90V 5.5pF
D1F
 1945
 1.4V, 100mA, 140mW
 1.8mA/V
 3mA bei 150V
 4.6pF
5676 Triode
 1955
 1.2V, 120mA, 144mW
 1.6mA/V
 4mA bei 135V
 1.3pF
UV199, UX199, 99 Triode
 1923
 3V, 60mA, 180mW
 0.42mA/V
 2.5mA bei 90V
 2.5pF
R207
 1940
 2V, 100mA, 200mW
 ?
 0.6mA bei 40V
 ?
RES094, A442 Tetrode 1927 3.8V, 63mA, 239mW 0.8mA/V 3.5mA bei 80V ?
RE034, A425, W406 Triode
 1926
 3.8V, 65mA, 247mW
 1.2mA/V
 2mA bei 200V
 ?
RE074, A409, H406 Triode
 1926
 3.8V, 65mA, 247mW 1.1mA/V
 3.5mA bei 150V
 ?
49 RG-Tetrode
 1932
 2V, 120mA, 240mW
 1.1mA/V
 6mA bei 135V
 ?
DL73
 1957
 1.2V, 200mA, 240mW
 2.5mA/V
 15mA bei 100V
 3.6pF
215A, VT5, CW38015 Triode
 1919?
 1V, 250mA, 250mW
 0.4mA/V
 1.6mA bei 45V
31 Triode 1930 2V, 130mA, 260mW


RE074d, A441N RG-Tetrode
 1926
 3.8V, 70mA, 266mW
 0.8mA/V
 2.5mA bei 12V
 ?
WD11 Triode 1922 1.1V, 250mA,275mW 0.42mA/V
 2.5mA bei 90V
WX12, VT7 Triode
 1925
 1.1V, 250mA,275mW 0.42mA/V 2.5mA bei 90V
UX864, 864 Triode
 1928
 1.1V, 250mA,275mW


KL1
 1934
 2V, 150mA, 300mW
 1.7mA/V
 8mA bei 135V
 ?
3B7 Triode*2
 1938
 1.4V, 220mA, 308mW
 1.85mA/V
 5.2mA bei 90V
 ?
3A5, DCC90 Triode*2 1942
 1.4V, 220mA, 308mW 1.8mA/V
 8mA bei 90V
 3.2pF
3D6, DL29, 1299
 1940
 1.4V, 220mA, 308mW
 2.4mA/V
 9.5mA bei 90V
 ?
RE084, A415, A408 Triode
 1928? 3.8V, 85mA, 323mW
 2mA/V
 4mA bei 150V
 ?
22 Tetrode
 1927
 3.3V, 132mA, 436mW
 0.35mA/V
 1.5mA bei 45V
 3.2pF
3B4, DL98
 1953
 1.4V, 330mA, 462mW
 ?
 ?
 ?
RE134, B409, L413 Triode 1927 3.8V, 150mA, 570mW 2.0mA/V 5mA bei 100V 4.6pF
RES164, B443S, L416D
 1928 3.8V, 150mA, 570mW 2.0mA/V 10mA bei 100V 8.9pF
RE114, B406, L410 Triode
 1929
 3.8V, 150mA, 570mW 1.4mA/V
 7mA bei 100V
 ?
954, 4672, E1F
 1935
 6.3V, 150mA, 945mW
 1.1mA/V
 1.2mA bei 90V
 3pF
RV12P2000, 12Ж1Л (12j1l)
 1937
 12.6V, 75mA, 945mW
 1.5mA/V
 6.8mA bei 150V
 4pF
4Ж1Л (4j1l)
4.2V, 225mA, 945mW
 1.5mA
 6.8mA bei 150V
 4pF
5840, EF732
 1955?
 6.3V, 150mA, 945mW
 5mA/V
 7.5mA bei 100V
 4pF
5899, EF731, EF71
6.3V, 150mA, 945mW 4.5mA/V
 7.2mA bei 100V
 4.4pF
6AK5, EF95, 6Ж1П, 6J1
 1943
 6.3V, 175mA, 1.1W
 5.2mA/V
 7.5mA bei 120V
 4.1pF
6AS6, 5725, 6Ж2П, 6J2
 1949
 6.3V, 175mA, 1.1W
 3.2mA/V
 5.2mA bei 120V
 4pF
UV201A, 01A Triode 1922 5V, 250mA, 1.25W 0.73mA/V 2.5mA bei 90V 3.1pF
UX200A gasgefüllte Triode
 1926
 5V, 250mA, 1.25W
 0.67mA/V
 1.5mA bei 45V
 3.2pF
UX171A, 71A Triode 1926 5V, 250mA, 1.25W 1.4mA/V
 10mA bei 90V
 3.2pF
UX240, 40 Triode
 1927
 5V, 250mA, 1.25W 0.2mA/V
 0.2mA bei 135V
UX112A, 12A Triode
 1927
 5V, 250mA, 1.25W 1.6mA/V
 5mA bei 90V
5702, 6Ж1Б (6j1b)
6.3V, 200mA, 1.3W
 4.8mA/V
 7.5mA bei 120V
 4.8pF
6Ж5Б (6j5b)
 1960?
 6.3V, 250mA, 1.6W
 10mA/V
 16mA bei 120V
 6pF
6Н28Б-В (6n28b-v) Triode*2
 1960?
 6.3V, 247mA, 1.6W
 6.75mA/V
 10mA bei 50V
 3.3pF
E180F, 6Ж9П (6j9p)
 1954
 6.3V, 300mA, 1.9W
 17.5mA/V
 15.5mA bei 150V
 8.5pF
EF98 1957
 6.3V, 300mA, 1.9W
 2.1mA/V 2.5mA bei 12.6V 6.7pF
EF184, 6EJ7
 1960
 6.3V, 300mA, 1.9W
 15.6mA/V
 10mA bei 170V
 10pF
6021, ECC70 Triode*2
 1961
 6.3V, 300mA, 1.9W
 5.4mA/V
 6.5mA bei 100V
ECC86 Triode*2 1958
 6.3V, 330mA, 2.1W
 4.6mA/V
 2.5mA bei 12.6V
 3pF
PCC88 Triode*2 1957
 7.6V, 300mA, 2.3W
 12.5mA/V
 15mA bei 90V
 3.3pF
PCF803 Triode+Pentode
 1963
 8.5V, 300mA, 2.6W
 9mA/V
11mA/V
 15mA bei 100V
10mA bei 170V
 2.5pF
5.2pF
5902, EL71
 1960?
 6.3V, 450mA, 2.8W
 4.2mA/V
 30mA bei 100V
 6.5pF


Für die Batterieröhre DF91 gibt es ein ausführliches Datenblatt. Hier läßt sich der Zusammenhang zwischen Gitterspannung Vg1, Verstärkung S, Innenwiderstand zwischen Anode und Kathode Ri, Anodenstrom Ia und Schirmgitterstrom Ig2 bei einer Anodenbatteriespannung von 45V sehen. In den Datenblättern wird Verstärkung in mA/V, Anodenstrom und Schirmgitterstrom in mA für die Gitterspannung 0V angegeben. Das sind die bestmöglichen Betriebswerte. Üblicherweise wird die DF91 mit einer Gittervorspannung von -0.5V betrieben. Dann sind Verstärkung, Anodenstrom und Schirmgitterstrom kleiner als die im Datenblatt angegebenen Werte. Der Innenwiderstand ist grösser.
Der äquivalente Rauschwiderstand Req in Kiloohm ist der Ersatzwiderstand zwischen Anode und Kathode der genauso stark rauscht wie die Röhre. Die Gittervorspannung für Klasse-A Betrieb hängt ab von der Signal-Eingangsspannung. Röhren die mit 10Vss Signalen angesteuert werden benötigen eine Gittervorspannung von -10V bis -15V damit die Gitterspannung niemals positiv wird.
Das EF95 Diagramm zeigt die Gitterspannung "Control Grid Volts", Verstärkung gm in uA/V, Anodenstrom Ib und Schirmgitterstrom Ic2 in mA für die Schirmgitterspannung 120V und 75V. Die Verstärkung 5mA/V wird bei 75V Schirmgitterspannung bei Gitterspannung von -0.6V erreicht. Bei kleinen Anoden- und Schirmgitterspannungen ist auch die Gittervorspannung klein.



Bild links: Gitterspannung zu Anodenstrom Diagramm für DF91 bei Anodenspannung 45V und Schirmgitterspannung 45V.
Bild rechts: Gitterspannung zu Anodenstrom Diagramm für EF95 bei Anodenspannung 180V und Schirmgitterspannung 75V (gestrichelte Linien).


Literatur


Über den Autor

Ein Kosmos Elektronik Baukasten mit 2 NPN BC238 Transistoren hat mich in den 1970er Jahren zur Elektronik gebracht. Die als Jugendlicher aufgebauten HF Schaltungen haben leider meistens nicht funktioniert. Von 1985 bis 1990 war ich als Hardware-Entwickler berufstätig, ab 1991 als Informatiker. Die SDR Schaltungen sind somit eine späte digitale Bewältigung der analogen HF Technik. Der Autor ist seit 2008 Funkamateur.

Mein Shack

Meine Funkerbude ist klein. Neben den Selbstbau Geräten gibt es: